如果電機的初始速度和啟動時間不是時間關(guān)鍵的，并且在應用中可以接受更長的啟動時間，另一種方法是在啟動期間將隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的輸出電壓鉗位一段比電機的電氣時間常數(shù)。使用固定頻率控制器，您可以鉗制最大占空比。在電感-電感-電容 (LLC) 諧振轉(zhuǎn)換器等變頻轉(zhuǎn)換器中，您可以鉗位最小開關(guān)頻率。

使用鉗位可以使隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的輸出上產(chǎn)生一個很小的初始電壓并持續(xù)足夠長的時間，以使電機緩慢轉(zhuǎn)動并開始產(chǎn)生反電動勢，如圖 3所示。因為初始電源電壓很小，電機的電流需求被限制在一個更接近其穩(wěn)態(tài)值的值。在產(chǎn)生反電動勢并且電機電流達到穩(wěn)定狀態(tài)后，隔離式 DC/DC 的輸出電壓可以安全地上升到標稱輸出電壓，同時避免轉(zhuǎn)換器內(nèi)出現(xiàn)過電流應力。

圖 3使用占空比鉗位啟動可實現(xiàn)較小的初始電壓。

將鉗位電路置于隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的初級側(cè)，無需單獨的輔助電源。圖 4顯示了使用通用比較器和幾個小信號晶體管的示例實現(xiàn)。此特定示例將鉗位電路與UCC256402控制器配對，該控制器具有 5.6 V 的固定 FB 引腳電壓，用作半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的最小頻率鉗位。

圖 4初級端鉗位電路使用一個通用比較器和一對小信號晶體管。

在鉗位的初始狀態(tài)下，Q1 和 Q2 都導通，C1 和 C2 上的初始電壓均為 0 V。由于 Q1 將 Q2 的基極拉至地，與 V FB – 0.7V/R 6成比例的電流 從隔離式 DC/DC 控制器的 FB 引腳流出。對于 UCC256402 控制器，該電流吸收器將 VCR 柵極關(guān)斷閾值限制為 3 V ± ((82 μA – I sink ) × 100 kΩ)，從而提供頻率鉗位功能。鉗位有效的時間量由 C1、R1 和 R2 形成的 RC 時間常數(shù)以及當 C1 上的電壓大于TL331比較器的參考電壓時設置，如圖 5所示。

圖 5顯示了鉗位電路狀態(tài)與輸出電壓上升的關(guān)系。

由于 TL331 是一個集電極開路比較器，它會將 Q1 的柵極下拉至地，從而關(guān)閉 Q1。當 C2 上的電壓開始通過 R5 充電時，從 FB 引腳拉出的電流量會緩慢減少，從而使頻率鉗位電路逐漸釋放。D1 和 D2 用作鉗位電路的快速復位，以便在從初級側(cè)電路移除偏置時快速對 C1 和 C2 放電，例如在故障保護的情況下。

峰值電流比較

上述電路使 500W 連續(xù)導通模式 (CCM) PFC 升壓轉(zhuǎn)換器和隔離式半橋 LLC 轉(zhuǎn)換器參考設計能夠成功啟動并為車間真空吸塵器供電。圖 6所示的波形說明了電源的輸出電壓 (10 V/div) 和沒有頻率鉗位的電機的電流需求 (50 A/div)。電機的峰值電樞電流為 186 A。在電機開始轉(zhuǎn)動后的 300 ms 內(nèi)穩(wěn)定到 25 A 的穩(wěn)態(tài)電流之前，會出現(xiàn) 200 ms 的顯著電流應力。

圖 6波形顯示了沒有頻率鉗位的電機電源電壓和電流。

圖 7中的波形說明了電源的輸出電壓 (10V/div) 和啟動期間啟用頻率鉗位的電機的電流需求 (10A/div)。峰值電流略高于 35 A，更接近電機的 25 A 標稱額定值。電機開始轉(zhuǎn)動后，電機電流在 3 秒內(nèi)達到穩(wěn)定狀態(tài)。

圖 7波形顯示了帶頻率鉗位的電機電源電壓和電流。

包含一個簡單的鉗位電路可滿足啟動 DC 電機的目標，同時避免 AC/DC 電源中的高電流應力，并且與其他方法相比可節(jié)省大量材料清單 (BOM)。這種方法也可以與非 LLC 拓撲結(jié)合使用，通過連接到 PWM 控制器的 COMP 引腳來充當占空比鉗位。設計一個 AC/DC 電源來支持電機控制的全峰值負載需要能夠提供超過五倍于穩(wěn)態(tài)電機電流的能力。

對于 PFC 和隔離式 DC/DC(例如交錯式 CCM PFC 和相移全橋)來說，這種顯著的功率水平和電流壓力需要更昂貴的拓撲結(jié)構(gòu)，這會顯著增加 BOM 成本。與輸出恒流限制相比，鉗位電路還可以節(jié)省 BOM 成本，因為它不需要單獨的隔離輔助電源，并且比包含大型電容器組要小。使用占空比或頻率限制可以實現(xiàn)更便宜、更小的隔離電源，同時仍能滿足 PMDC 的電源需求。