引言

近年來D類放大器的技術(shù)迅猛發(fā)展，最常見的莫過于應(yīng)用于每個通道低于50W的低功耗產(chǎn)品中。在這些低功耗應(yīng)用中，D類放大器相比傳統(tǒng)AB類放大器而言有效率上的先天優(yōu)勢，因?yàn)镈類放大器的輸出級通常只處于導(dǎo)通或關(guān)斷，沒有中間偏壓級。然而，長久以來，這一效率上的優(yōu)勢并未使其獲得設(shè)計(jì)人員的廣泛青睞，因?yàn)镈類放大器也有明顯的缺點(diǎn)：器件成本高、較差的音頻性能(與AB類放大器相比)，并且需要輸出濾波。

近年來，受以下兩個主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉(zhuǎn)，使D類放大器在很多應(yīng)用領(lǐng)域引起了人們的廣泛關(guān)注。

首先，是市場需要。D類放大器的某些優(yōu)點(diǎn)推動了手機(jī)和LCD平板顯示器這兩個終端設(shè)備市場的迅速發(fā)展。對于手機(jī)來說，揚(yáng)聲器和PTT (Push-to-Talk，一鍵通)模式需要D類放大器的高效率，以延長電池壽命。LCD平板顯示器的發(fā)展對電子器件提出了“低溫運(yùn)行(cool running)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對比度。而D類放大器的高效率意味著驅(qū)動電子設(shè)備時功耗更低，使LCD平板顯示器工作時發(fā)熱更少，圖像顯示效果更好。

影響D類放大器應(yīng)用的第二個因素便是自身技術(shù)的發(fā)展。根據(jù)市場需要，一些制造商改進(jìn)了D類放大技術(shù)，使D類放大器具有更理想價格的同時，也具備了與AB類放大器相近的音頻性能。此外，一些新型的D類放大器輸出調(diào)制方案還可以降低實(shí)際應(yīng)用的EMI。

某些新型D類放大設(shè)計(jì)方案雖然是基于老式的PWM型結(jié)構(gòu)，但采用了更復(fù)雜的調(diào)制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)低功耗系統(tǒng)中的無濾波工作。效率指標(biāo)可以通過測試驗(yàn)證，但某些設(shè)計(jì)人員仍然懷疑基于這些新技術(shù)的產(chǎn)品將存在普遍的EMC/RFI兼容性問題。實(shí)際上，良好的PCB布局和較短的揚(yáng)聲器連線可以保證大大降低EMI幅射，使之滿足FCC或CE標(biāo)準(zhǔn)。

應(yīng)用難點(diǎn)

有些應(yīng)用中的物理布局需要長的揚(yáng)聲器連線，這樣的揚(yáng)聲器連線便具有天線效應(yīng)，必須嚴(yán)格控制RF幅射。實(shí)際上，揚(yáng)聲器連線越長，它作為天線產(chǎn)生幅射的頻率就越低。同時，某些應(yīng)用要求EMI幅射低于CE/FCC標(biāo)準(zhǔn)，以符合汽車電子規(guī)范，或者避免干擾其他低頻電路。面對如此紛繁各異的需求，這些應(yīng)用往往成為一些難點(diǎn)無法克服。

最有代表性的應(yīng)用難點(diǎn)便是平板電視。由于揚(yáng)聲器通常排列在設(shè)備的外側(cè)邊緣，往往不可避免的要使用長的揚(yáng)聲器連線。如果還存在模擬視頻信號，則僅僅滿足FCC或CE的RF幅射要求還不夠(這些標(biāo)準(zhǔn)只針對30MHz以上的頻率)；往往還需要抑制開關(guān)基頻以避免干擾視頻信號。如果采用早期PWM放大器所用的傳統(tǒng)LC濾波器，則需要對其進(jìn)行分析，以保證他們能有效抑制新型放大器所產(chǎn)生的高頻開關(guān)瞬態(tài)。

PWM型D類放大器

傳統(tǒng)D類放大器通常基于脈寬調(diào)制(PWM)原理設(shè)計(jì)。其輸出可以配置為單端或全差分橋接負(fù)載(BTL)。圖1為PWM型D類放大器的典型BTL輸出波形?？焖俚那袚Q時間和接近軌至軌的擺幅使此類放大器具有非常高的效率。然而，這些特性使放大器具有寬的輸出頻譜，可能導(dǎo)致高頻RF幅射和干擾。因此，采用此類方案通常需要使用輸出濾波器來抑制有害的RF幅射。

圖1. 傳統(tǒng)脈寬調(diào)制(PWM)方案的波形

如圖1所示，如果器件的反相和同相輸出回路具有較高的匹配度，則兩個對稱輸出信號波形在揚(yáng)聲器或連線上將具有很小的共模(CM)信號(底部的跡線)。注意：50%占空比代表零輸入信號(空閑狀態(tài))。因此，可以設(shè)計(jì)一個差分低通濾波器，用于衰減信號波形中高頻分量(快速切換所產(chǎn)生的)，同時保留有用的低頻分量以輸出到揚(yáng)聲器。

新一代調(diào)制技術(shù)

隨著市場對D類放大器需求的不斷增長，一些制造商最近推出了可獨(dú)立控制H橋的兩個半橋的新一代調(diào)制方案。這一調(diào)制方案具有兩個主要優(yōu)點(diǎn)：

音頻信號較弱或空閑狀態(tài)時，負(fù)載上幾乎沒有差分開關(guān)信號。較傳統(tǒng)PWM設(shè)計(jì)改進(jìn)了靜態(tài)電流損耗。

最小脈沖，共模(CM)開關(guān)信號有助于降低導(dǎo)通和關(guān)斷瞬態(tài)。BTL輸出引腳的空閑狀態(tài)直流電平(濾波后)接近于GND。因此，濾波元件的不匹配或雜散電容(可能導(dǎo)致放大器導(dǎo)通或關(guān)斷時出現(xiàn)音頻雜音)可減到最小。

顯然，這一新技術(shù)雖具有一些優(yōu)點(diǎn)，但放大器輸出將不再對稱。圖2所示的信號波形(以MAX9704立體聲D類放大器為例)具有較高的共模分量。

圖2. Maxim的MAX9704立體聲D類放大器的調(diào)制方案

此類D類放大器對輸出濾波器的要求，不同于具有傳統(tǒng)差分輸入和互補(bǔ)PWM輸出的放大器。與PWM相比，MAX9704調(diào)制方案的輸出往往含有較高的共模信號，設(shè)計(jì)輸出濾波器時需要考慮這點(diǎn)。正如后面的實(shí)例所示，傳統(tǒng)差分濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效果往往不太理想。

圖3a給出了傳統(tǒng)的PWM型D類輸出LC濾波器，及其理想值。為簡單起見，可假設(shè)揚(yáng)聲器負(fù)載具有理想的8電阻，并且忽略電感的直流阻抗。通過一些簡單的SPICE仿真便可得出問題所在。圖3b給出了圖3a中濾波器對差分輸入信號的頻率響應(yīng)。給出了兩個輸出結(jié)點(diǎn)(FILT1，F(xiàn)ILT2)相對于GND的響應(yīng)曲線。圖中給出的器件值在30kHz的頻率以上具有理想的二階滾降，以及理想的瞬態(tài)。音頻帶內(nèi)群延遲特性在4μs內(nèi)保持平坦。

圖3. (a) 傳統(tǒng)的差模無源LC濾波器，(b) 對于差分輸入信號的頻響，(c) 共模信號頻響。

圖3c給出了共模輸入時同一濾波器的輸出。同樣，兩個輸出的響應(yīng)曲線均相對于GND。輸出結(jié)果(Y軸偏移)具有很大的尖峰，并具有明顯的欠阻尼。結(jié)合共模信號下濾波器的等效電路(圖4)，就很容易理解為什么會出現(xiàn)這一結(jié)果。由于仿真時采用理想匹配的電感和電容器，因此阻性負(fù)載上差分信號為零，因此不會LC元件不會出現(xiàn)任何衰減。L1與C1諧振(L2與C3同理)產(chǎn)生峰值。在時域內(nèi)(圖中未顯示)，這種情況將會出現(xiàn)較大的過沖和振蕩。注意，輸入共模信號時，C2將引入一個零點(diǎn)。因此濾波器的截止頻率(此時稱作諧振頻率可能更加準(zhǔn)確)將高于差分輸入時的截止頻率。

圖4. 共模輸入下，圖3a中傳統(tǒng)LC濾波器的等效電路

這時你或許會問，這樣會有問題么？如果該頻率下輸出頻譜共模能量為零，那么便沒什么問題。然而，如果峰值頻率與D類放大器開關(guān)頻率正好相等，則揚(yáng)聲器和連線上將出現(xiàn)較大的輸出電壓幅度。同時，MAX9704的擴(kuò)展頻譜調(diào)制(SSM)模式將使欠阻尼濾波器在音頻頻帶以上引入相當(dāng)?shù)脑肼暋U(kuò)展頻譜模式是引腳可選的，此時高頻開關(guān)能量為“白噪聲”，可以通過逐周期隨機(jī)調(diào)整開關(guān)時間降低噪聲幅度。這種擴(kuò)展頻譜方案簡化了無濾波應(yīng)用中的EMI兼容性設(shè)計(jì)。

欠阻尼共模響應(yīng)問題
針對上述共模問題的解決方案之一是保留圖3a的基本結(jié)構(gòu)，但增加抑制高諧振共模信號的阻尼元件。圖5a給出了在兩個輸出節(jié)點(diǎn)和GND之間串聯(lián)RC元件。如果應(yīng)用中對效率的要求不是很高，可以在輸出節(jié)點(diǎn)和GND之間僅連接一個電阻，但電容器C4和C5將有助于降低R1和R2上的額外功率損耗。
C4和C5的值應(yīng)權(quán)衡選?。阂环矫嬖龃驝4與C5值有助于R1和R2衰減尖峰，另一方面應(yīng)減小C4和C5降低高音音頻(高達(dá)20kHz)下的損耗。如果共模截止頻率遠(yuǎn)大于差模頻率，則很容易進(jìn)行選擇，例如只需增加C2相對于C1和C3的比率既可實(shí)現(xiàn)。增加共模截止頻率，則可減小C4和C5的值，同時增大R1和R2的值，這樣將降低R1和R2上的音頻損耗。若共模截止頻率太高，則電纜上的共模成分就會過多，因此，必須合理選擇差分和共模的-3dB頻點(diǎn)的比率。本案例的濾波器采用了1:5的比率。

圖5. 在傳統(tǒng)LC濾波器的每個輸出端增加一個RC網(wǎng)絡(luò)(a)，可以改進(jìn)差分信號的頻響(b)和共模信號的頻響(c)。

圖5b為圖5a濾波器對差分輸入的響應(yīng)，圖5c為共模輸入的響應(yīng)。注意：圖5c中共模截止頻率較高(-3dB帶寬約為110kHz，差分輸入為28kHz)，帶有平緩且合理控制的尖峰。該截止頻率遠(yuǎn)高于最高音頻(也低于D類開關(guān)頻率基波)，因此具有較好的效果。

有些低開關(guān)頻率(200kHz至300kHz)應(yīng)用不適合采用圖5c所示的方案。對于這類產(chǎn)品可能需要采用其他方法和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。MAX9704立體音D類放大器(圖6)可設(shè)置為940kHz固定頻率模式(FFM) (FS1 = 低，F(xiàn)S2 = 高)，此時效果最佳。工作在FFM模式下的MAX9704通過引腳選擇將開關(guān)周期設(shè)為恒定值(具有三個可選項(xiàng))，以滿足應(yīng)用需求。

圖6. MAX9704立體聲D類功率放大器的典型應(yīng)用電路

圖7和圖8給出使用圖5濾波器對MAX9704進(jìn)行濾波時的時域性能。兩種情況下負(fù)載阻抗均為8。圖7同時顯示了FILT1和FILT2節(jié)點(diǎn)的波形圖(頂部的跡線)，以及得的1kHz差分輸出波形(底部的跡線)。頂部跡線的噪聲是輸出開關(guān)信號濾波以后的殘余信號(電源電壓為15V)。圖8為圖7跡線的細(xì)節(jié)顯示。注意：紋波主要來自940kHz開關(guān)頻率，兩通道上表現(xiàn)為共模信號的形式。還應(yīng)注意輸出上沒有高次諧波，表明有效抑制了EMI (幅射EMI的起始測試頻率通常高于30MHz) 。

圖7. 用MAX9704驅(qū)動圖5a電路時FILT1和FILT2上產(chǎn)生的信號波形(同時顯示在頂部的跡線)，以及差分輸出(底部的跡線)。

8. 頂部跡線顯示了圖5a電路輸出中殘余的紋波電壓，紋波成分主要為開關(guān)頻率基波(此時為940kHz)。濾波器高于該頻點(diǎn)的二階滾降很好的抑制了所有高次諧波。紋波幾乎只有共模分量(底部的跡線)。

關(guān)說明

本文討論的濾波器設(shè)計(jì)均假設(shè)負(fù)載阻抗為8。音圈電感導(dǎo)致20kHz的頻率范圍內(nèi)，多數(shù)寬范圍動圈揚(yáng)聲器的阻抗變高。該特性有助于實(shí)現(xiàn)高效率的無濾波器工作，但選擇濾波器件以降低EMI時，應(yīng)考慮阻抗的上升。

試圖評估和描述D類放大器特性時，為了進(jìn)行器件選型和評估，即便在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，音頻設(shè)計(jì)人員也往往需要進(jìn)行濾波。即使不用濾波器的最終產(chǎn)品能通過EMC測試，仍然可以通過放大器性能測試來發(fā)現(xiàn)問題。許多音頻分析儀是專為測量傳統(tǒng)音頻放大器的THD+N或幅度響應(yīng)而設(shè)計(jì)的，當(dāng)用于測試無濾波D類放大器時往往會出現(xiàn)錯誤。圖5所示電路適合用于測試(正確加載8電阻負(fù)載)，但需要注意33μH的電感可能引入的非線性將限制了THD測量。氣隙元件往往具有最佳的測量結(jié)果，但尺寸往往限制其在實(shí)際產(chǎn)品中的應(yīng)用!