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通過將上述外設(shè)的完美組合，可實現(xiàn)對功能豐富而強大的可調(diào)光降壓轉(zhuǎn)換器等器件的控制。用于LED驅(qū)動器應(yīng)用的降壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)為電流模式調(diào)節(jié)器，因為LED是電流模式器件。我們從LEDV-I曲線可以看出，正向電壓稍有變化，就會對電流產(chǎn)生較大影響。因此，任何LED驅(qū)動器電路的反饋都應(yīng)視為電流。此外，我們應(yīng)使用恒定電流，因為制造商會根據(jù)正向電流電平設(shè)定LED的顏色與強度。上述特性相當重要，因為我們要通過有關(guān)特性值來確保系統(tǒng)符合整體規(guī)范的要求。

圖1給出了典型的LED系統(tǒng)，包括通信接口、不同顏色的LED(每種顏色都代表一個通道)、智能化功能以及每個通道的恒定電流驅(qū)動器。通信接口可以為DMX512或DALI，這是兩種標準的照明協(xié)議，此外也可以為ZigBee或無線USB接口。智能化功能可通過內(nèi)置模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)與LED調(diào)光外設(shè)的微控制器實現(xiàn)。ADC用于監(jiān)控溫度與LED電流等系統(tǒng)變量，完成系統(tǒng)監(jiān)控與色彩混合任務(wù)。驅(qū)動器為通道中的每個LED提供恒定電流。驅(qū)動器的復雜性與質(zhì)量決定了驅(qū)動器的價格。

圖1：典型的LED系統(tǒng)方框圖。

磁滯降壓控制器

在微控制器上集成LED驅(qū)動器有助于減小整體系統(tǒng)解決方案的尺寸?，F(xiàn)在，幾乎沒有什么解決方案將開關(guān)模式電源(SMPS)這樣的高功率元件與微控制器的智能化功能完美結(jié)合在一起。退而求其次，就是將SMPS的反饋與控制電路完美集成在微控制器中。如圖1所示，CY8CLED16EZ-Color器件正好具備上述功能所需的模擬電路。在該設(shè)計方案中，SMPS拓撲為電流模式可控磁滯降壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)(見圖2)。

圖2：磁滯控制器。

啟動時，通過電感的電流開始上升，直至比較器正輸入的電壓大于比較器負輸入的電壓。隨后，轉(zhuǎn)換器將作為自由運行的振蕩器，電流會在兩個層面間充電和放電。

I_{TH_HIGH}與I_{TH_LOW}的大小可由并聯(lián)電阻、R_IN與R_HYST反饋電阻以及DAC輸出電壓通過下列等式計算得出。我們可以看到，R_HYST值越大，I_{TH_HIGH}與I_{TH_LOW}的差就越小。

合上PFET將啟動充電過程(如圖4a所示)，電感器開始充電。比較器可通過測量并聯(lián)電阻電壓來監(jiān)控電感器電流。當電流達到閾值I_{TH_HIGH}時，就開始進入放電過程(如圖4b所示)。在放電階段，電流通過續(xù)流二極管放電。續(xù)流二極管保護電路元件免受電感反沖的影響，并且保持LED處于打開狀態(tài)。LED中的電流超過I_{TH_LOW}閾值后，充電過程再次開始。

圖4：降壓轉(zhuǎn)換器的充電階段(圖a)與放電階段(圖b)。

轉(zhuǎn)換器啟動后進入充電階段，直至電感器電流達到I_{TH_HIGH}閾值。電流達到閾值所需的時間稱作上升時間(t_rise)，t_rise取決于輸入電壓與電感器電流值：

，其中，V_F為串聯(lián)LED的正向電壓。

由于上述方程式的分母是電感值，因此上升時間與電感值成正比例?？s短上升時間對調(diào)光非常重要，因為減小脈沖寬度有利于使用較高分辨率的調(diào)制器，但這并不是使用較小電感值的唯一原因。低值電感器(具有相當高的額定電流)從物理上說比高值電感器的體積更小，成本更低，同一尺寸封裝的低值電感器比高值電感器支持的電流更高。

平均電流誤差

圖3顯示了LED電流的理想波形，但沒考慮比較器的響應(yīng)時間(t_r)。比較器的響應(yīng)時間(t_r)是指輸出電壓針對輸入電壓超過DAC參考電壓改變狀態(tài)所需的時間。如果將這個因素考慮在內(nèi)，就會影響LED電流的過沖、紋波及平均值。平均電流誤差要歸因于比較器限定的響應(yīng)時間以及電感波形的坡形不平衡引起的。請注意，在圖3中，充電坡度比放電坡度更陡一些，這是由于輸入電壓大大高于LED正向電壓而引起的。由于充電斜率大于放電斜率，因此比較器響應(yīng)時間產(chǎn)生的平均電流也將大于圖5所示的期望值。

圖3：理想的LED電流波形。

圖5：電流誤差詳圖。

實際峰值電流等于峰值電流閾值與峰值電流誤差之和，而谷值電流則等于谷值電流閾值與谷值電流誤差之和(如下列方程式所示)。除了比較器的響應(yīng)時間外，我們從峰值電流計算式中還可看出，輸入電壓、電感值與LED正向電壓都會影響峰值電流誤差。我們從谷值電流算式中則可以看出，正向電壓會影響谷值電流誤差。

，其中，V_D為續(xù)流二極管的正向電壓。

我們可根據(jù)電感容差與LED正向電壓的差值計算出電流誤差。但是，如果我們的系統(tǒng)采用了具備8:1模擬乘法器與可編程增益放大器的積分型模數(shù)轉(zhuǎn)換器，那么我們也可用該轉(zhuǎn)換器來測量電流誤差。我們通過校正算法來測量并處理電流誤差，隨后再改變DAC的輸出電壓來設(shè)置新的閾值。

圖6：支持平均電流誤差校正的磁滯控制器。

電平轉(zhuǎn)換電路

如圖7所示，當柵極Q1的邏輯電平為高時，柵極Q3通過分壓器打開；柵極Q4短接至V_IN將關(guān)閉柵極Q3。當柵極Q1的邏輯電平為低時，分壓器中無電流通過，將柵極Q2連接至VIN，此時柵極Q4短接至地面，并打開PFET。這樣，輸入為高時，開關(guān)關(guān)閉，輸入為低時，開關(guān)打開，這就說明了EZ-Color器件內(nèi)置比較器的輸出為什么會出現(xiàn)反相區(qū)。只要輸入電壓不超過晶體管Q2與Q4的V_GS(MAX)值，如圖7所示的電平轉(zhuǎn)換電路就能正常工作。如果我們從V_IN到源極Q2之間增加齊納二極管與電容器，再在齊納二極管的陽極至接地之間采用偏置電路，那么該電路就可適用于較大的輸入范圍。

圖7：電平轉(zhuǎn)換器詳圖。

利用軟件工具實現(xiàn)更簡化的解決方案

圖8：單通道的模擬模塊布局。

磁滯降壓轉(zhuǎn)換器要采用EZ-Color，需要將用戶模塊嵌入到PSoCDesigner中，以便在芯片的模擬段與數(shù)字段之間進行切換。如圖8所示，比較器用戶模塊放在連續(xù)時間模塊中，9位DAC放在兩個開關(guān)電容模擬塊間，提供其負輸入。比較器的正輸入通過4:1的多路復用器路由，輸出路由至比較器數(shù)字總線，再經(jīng)過反相，抵消電平轉(zhuǎn)換器電路的反相區(qū)(如圖8所示)。比較器數(shù)字總線發(fā)送數(shù)字信號至芯片的數(shù)字段，也是數(shù)字信號走線的地方(如圖9所示)。

圖9：單通道的數(shù)字模塊布局。

以上各圖顯示了如何配置EZ-Color模擬與數(shù)字模塊，以實施降壓轉(zhuǎn)換器。COMP_BUF模塊路由比較器總線到數(shù)字段，隨后它可路由到電源電路系統(tǒng)，不過不是直接路由到控制電路，而是與16位PWM數(shù)字模塊的輸出做AND操作，從而實現(xiàn)調(diào)光功能。圖8和圖9中的3個位置樣本可放置在CY8CLED16部件上，從而實現(xiàn)3通道可調(diào)光輸出的復合系統(tǒng)。

利用3個降壓轉(zhuǎn)換器，每個通道都能通過高精度照明信號調(diào)制(PrISM)調(diào)光，或利用PWM，我們就能控制3通道LED系統(tǒng)的色彩。用8位微控制器完成色彩混合相當復雜，不過有些集成電路公司嘗試了這種做法并取得了成功。PSoCExpress等軟件工具具備預編寫、預驗證的色彩混合代碼，使開發(fā)照明設(shè)計變得極其簡單。PSoCExpress是一款支持用戶界面功能的設(shè)計創(chuàng)建工具，也支持系統(tǒng)外設(shè)編碼，可以通過拖放實現(xiàn)工作，并在GUI環(huán)境中連接至驅(qū)動程序。所生成的項目文件兼容于所有賽普拉斯的EZ-Color器件。

應(yīng)該采用哪種調(diào)光分辨率？

您可能已經(jīng)注意到了，本項目中采用了16位分辨率調(diào)光，之所以這樣做，是因為在光照強度較低的情況下，我們需要16位來維持高精度的色彩控制。如果強度為100%，那么精確匹配就僅需要8位的分辨率，如強度為1%，則分辨率應(yīng)為14.6位。EZ-Color中，16位分辨率的PWM調(diào)光頻率為732Hz，遠遠高于肉眼所能看到的頻率。PWM模塊時鐘頻率設(shè)定為48MHz，就能獲得這種調(diào)光頻率。

本文小結(jié)

我們采用賽普拉斯的EZ-Color等混合信號微控制器控制LED照明系統(tǒng)，因為這種微控制器集成了ASIC實施所需的大部分功能。通過采用磁滯降壓轉(zhuǎn)換器，EZ-Color能提供低成本的SMPS拓撲，可用恒定電流驅(qū)動LED。集成式混合信號解決方案非常適合照明設(shè)計，不僅能降低元件成本，而且還能縮短設(shè)計周期。賽普拉斯的EZ-Color集成了SMPS控制、智能化色彩混合功能與DMX512接口，使其成為多種LED照明應(yīng)用設(shè)計的便捷選擇。