軟件無線電需要一個高品質因數(shù)、寬帶、線性好的射頻前端?？紤]到軟件無線電臺對于電磁兼容和操作維護等靈活性的要求，寬帶射頻前端及功放作為一個獨立且可互換的電臺單元，必須是可編程的。作為調諧電路，在提高增益、抑制鏡頻、提高SNR和選擇性的同時，必須減少對軟件定義參數(shù)的限定，因此對于電臺的發(fā)射、接收部分在設計上提出了新的挑戰(zhàn)。

兩種結構

    軟件無線電可以采用兩種結構：超外差型和直接變換型。超外差是傳統(tǒng)電臺普遍采用的結構，而直接變換是近年來興起的，與超外差結構相比在一些方面具有一定優(yōu)勢。直接變換結構沒有鏡像響應，可以省去固定頻率的抑制鏡頻濾波器，并且，理論上一個去假頻基帶濾波器可以集成在LSI芯片上。但是，由于器件并非十全十美，直接變換接收機在零頻仍具有殘留的鏡頻響應。同時，下變頻混頻器中帶內調制的大信號在直流成分附近會產(chǎn)生二階非線性失真，對于多信道接收機尤為嚴重。目前，直接變換接收機的主要應用方向是手持/便攜等對體積、功耗等方面要求高的通信任務。

    由于超外差結構一般在中頻A/D變換，而直接變換結構采用基帶A/D變換。鑒于基帶A/D變換在理論和實踐上已經(jīng)成熟以及電臺軟件化的要求，我們當前研究的重點應是進行中頻高速A/D變換的超外差結構。

寬帶射頻前端

    寬帶射頻前端要求器件有較寬的頻率范圍，主要完成寬帶低噪聲放大、濾波、混頻、自動增益控制以及輸出功率放大等功能。借鑒美軍軟件無線電臺 Speakeasy的方案，射頻前端可分三段實現(xiàn)：2～30MHz，30～500MHz，500～2000MHz，做成可置換的標準化模塊(見圖2）。
 
    這一部分與傳統(tǒng)的無線電臺基本相似，只是下變頻到10MHz左右的中頻即可，而不必用模擬電路處理到幾十KHz的基帶信號，從而簡化了射頻前端的實現(xiàn)，具有較大的實用性和靈活性。

設計中實際問題

    由于接收機中有一些濾波器單元，在一定程度上降低了接收鏈路的動態(tài)范圍，而且這些濾波器只有固定的中心頻率和帶寬，調諧性能也較差。這些因素的綜合，嚴重影響了電臺的靈活性?？紤]到電臺對體積、價格、性能等要求，在設計中應該盡量減少使用濾波器的數(shù)量。

    減少濾波器數(shù)量，雖然提高了電臺的靈活性，但是卻對射頻/中頻模塊的線性要求很高。同時還要在混頻之前進行鏡頻抑制。然而，射頻前端的線性度和動態(tài)范圍比較有限，容易造成有用信號的失真，因此要采取一些補償技術。

    放大器線性化

    寬帶接收機系統(tǒng)，要求較高的動態(tài)范圍，而非線性放大器有較大的交調干擾和調諧失真，必然加大有用信號的失真，降低接收機的動態(tài)范圍。因此應盡量減少使用非線性放大器。

    減少信號失真的一種最有效的方法是對輸入信號進行分路，獨立地放大每一路信號，然后進行合路。由于只是將信號分路，所以每個信道在分路時的損耗可在合路時進行補償。此時分路網(wǎng)絡中的噪聲指數(shù)取決于放大器的噪聲指數(shù)以及分路單元的插入損耗。隨著路徑數(shù)目的增加，網(wǎng)絡的復雜性和插入損耗也會上升。

    為了進一步消除干擾噪聲，可對放大器進行線性化。前饋或笛卡兒反饋回路就具有線性補償能力，尤其前饋技術，能充分滿足軟件無線電對帶寬和噪聲指數(shù)的需求?；驹硎牵菏紫全@取一個偏差信號，此信號僅包含放大器造成的失真成分，然后在放大器的輸出中減去偏差信號，從而得到線性度較好的有用信號。前饋補償網(wǎng)絡如圖3所示，基本過程是：

    首先將輸入信號分到兩個相同的通路：兩條路徑的延遲時間相同，每一通路分得的信號比例可以不同。主路徑信號由主放大器G1放大（失真主要從這里產(chǎn)生）。直接耦合線圈C1從主放大器輸出信號中耦合一部分信號，并將其送至減法器，在減法器中減去次路徑分離出的同相信號，相減的結果是獲取了一個偏差信號，此信號中包含了來自主放大器的失真信息，理想情況下，應該不再有原始信號的成分。偏差信號經(jīng)過放大器G2放大，并送入輸出耦合器。要求G2和C1的延遲時間相同。同時主路徑的信號反相饋至輸出耦合器，在輸出耦合器中經(jīng)過偏差信號的作用，主路徑信號中的失真波形將被抵消。最終產(chǎn)生了線性度較好的放大信號。

    采用前饋技術可以工作在很寬的帶寬上。由于放大器的噪聲指數(shù)由系統(tǒng)中的元器件決定，而在前饋網(wǎng)絡中，噪聲(不包括補償器件的噪聲)與失真信號經(jīng)過同樣的處理，所以，噪聲在網(wǎng)絡中得到了抑制，降低了噪聲指數(shù)。因此，只須注意減少次路徑中的損耗即可。

    中頻處理

    射頻信號經(jīng)過混頻處理至中頻，包含一個寬帶信號或許多窄帶信號。信號還要經(jīng)過中頻放大，然后再進行高速A/D變換。因此，中頻放大器仍要具有一定的動態(tài)范圍，才能獲得低噪聲、低失真的信號。同樣可采取前饋技術，但要注意所使用的放大器和耦合器必須有平坦的頻率響應特性。通過兩個前饋網(wǎng)絡，可以使信號提高 41dB，而噪聲指數(shù)下降4dB。

    鏡象抑制混頻器

    傳統(tǒng)的窄帶接收機中，一般在混頻前使用預選濾波器進行鏡象抑制。但是，這種結構已經(jīng)不能滿足多信道接收機的要求。

    近年來采用鏡象抑制技術和低變頻損耗的混頻二極管，使混頻器的噪聲性能進一步得到改善。圖4是鏡象抑制混頻器的原理圖。同相等幅的高頻信號分別加至兩個平衡混頻器，本振信號經(jīng)90°混合接頭后分別加至兩個混頻器中，兩個混頻器輸出的中頻信號加至具有90°相移的中頻混合接頭。在中頻輸出端，使得鏡象干擾相消，中頻信號相加。理論分析和實踐證明，鏡象抑制混頻器的噪聲系數(shù)比一般鏡象匹配混頻器低2dB左右。

    鏡象抑制混頻器具有噪聲系數(shù)低、動態(tài)范圍大、成本低等優(yōu)點。在0.5～20GHz頻率范圍，噪聲系數(shù)為4～6dB。進一步采用計算機輔助設計、高品質因數(shù)低分布電容的肖特基二極管和超低噪聲系數(shù)的中頻放大器，在1～100GHz頻率范圍內，可使噪聲系數(shù)降低3～5dB。然而，目前較好的鏡象混頻器IC僅能提供35dB的鏡象抑制，而且?guī)捰邢蕖Ｒ虼?，僅僅通過提高工藝水平是無法滿足要求的。一方面要提高混頻器中各部分的性能，尤其是提高90°移相器的性能（失真的主要來源），另一方面從整個系統(tǒng)入手，尋求一種最佳的鏡象抑制混頻器。

結語

    數(shù)字信號處理技術的發(fā)展使得無線電臺的模塊化、軟件化程度提高。然而，由于目前A/D變換器的性能有限，若完全實現(xiàn)電臺的數(shù)字化，還有一定的難度。如何解決A/D性能的限制呢？一是可以使用高速低分辨率的ADC多片，并聯(lián)使用。二是在天線端，連接射頻前端，將信號頻率降至ADC能夠使用的范圍。三是利用帶通濾波器劃分頻帶，對于感興趣的頻段利用帶通采樣原理降低采樣頻率。后面兩種解決辦法降低了軟件無線電系統(tǒng)的“軟件化”程度。要徹底解決這個問題，還有待于硬件技術的突破。

    因此，在A/D變換器等相關器件的性能沒有改善之前，在軟件無線電系統(tǒng)的體系結構設計過程中，必須考慮寬帶射頻前端的實現(xiàn)問題，其中重中之重是盡量提高射頻前端的靈活性。