摘要：本文論述了功率MOSFET管導(dǎo)通電阻的正溫度系數(shù)和負(fù)溫度系數(shù)的雙重特性以及相對應(yīng)的VGS的轉(zhuǎn)折電壓，功率MOSFET管在開通和關(guān)斷時(shí)要跨越這兩個(gè)區(qū)域的工作過程。說明了負(fù)載開關(guān)電路通過延長米勒平臺的時(shí)間來限制輸入浪涌電流的工作特點(diǎn)，分析了由于米勒平臺工作于負(fù)溫度系數(shù)區(qū)域，產(chǎn)生的開關(guān)損耗導(dǎo)致局部熱不平衡從而形成局部熱點(diǎn)的原因，并給出了局部熱點(diǎn)損壞的顯微圖片。通過相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)表明：減小輸出電容，提高功率MOS管的散熱能力（更大的封裝），選用低閾值電壓，可以提高系統(tǒng)的可靠性，最后，文中給出了詳細(xì)的相關(guān)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形。

關(guān)鍵詞：浪涌電流，溫度系數(shù)，局部熱點(diǎn)，米勒平臺，負(fù)載開關(guān)

標(biāo)準(zhǔn)的教材和資料都論述到，功率MOSFET管的導(dǎo)通電阻具有正的溫度系數(shù)，能夠自動均流，因此可以并聯(lián)工作，事實(shí)上，從MOSFET的數(shù)據(jù)表的傳輸特性，可以看到，25℃和175℃的VGS電壓和ID電流值有一個(gè)交點(diǎn)，此交點(diǎn)的VGS為轉(zhuǎn)折電壓，在VGS轉(zhuǎn)折電壓以下的部分， RDS為負(fù)溫度系數(shù)，而在VGS轉(zhuǎn)折電壓以上的部分，RDS為正溫度系數(shù)，這樣的特性要求在設(shè)計(jì)過程中，要特別考慮VGS在轉(zhuǎn)折電壓以下工作區(qū)域。

在LCDTV及筆記本電腦的主板上，不同電壓的多路的電源在做時(shí)序的切換；此外，這些電源通常后面帶有較大的電容，在限制電容在充電的過程中產(chǎn)生的浪涌電流，以保護(hù)后面所帶的負(fù)載芯片的安全。因此，在這些不同電壓的多路的電源主回路中通常插入由功率MOSFET管分立元件組成的負(fù)載開關(guān)電路。注意到，在這個(gè)電路中，功率MOSFET管有很長的一段時(shí)間工作于VGS轉(zhuǎn)折電壓以下的RDS為負(fù)溫度系數(shù)的區(qū)域，因此要優(yōu)化相關(guān)外圍電路元件參數(shù)的選擇。

1、分立元件組成的負(fù)載開關(guān)電路及工作原理

圖1(a)中，當(dāng)Q2導(dǎo)通時(shí)，VIN通過C1、R2充電，然后VGS的電壓即C1的電壓降低，當(dāng)降低到功率MOSFET管的閾值電壓時(shí)，MOSFET開通，ID電流從0增加，VGS增加到米勒平臺電壓時(shí)，保持不變，此時(shí)，ID電流也保持不變，一段時(shí)間后，米勒電容的電荷放電完成，然后反向充電，VGS增加，此時(shí)功率MOSFET管基本完全導(dǎo)通，然后VDS緩慢的隨VGS增加降到最小值。Q2關(guān)斷時(shí)，C1通過R1、D1放電，過程和上述的充電基本相同。

圖1(b)中，開通過程中，充電回路為C1、R2//R1，放電回路為C1、R1。圖1(a )的充放電的電阻是獨(dú)立的，因此可以比較方便的選擇相關(guān)的值，圖1(b)中，充電回路的電阻為R2和R1并聯(lián)值，因此參數(shù)的計(jì)算在復(fù)雜一些，圖1(b)中主要應(yīng)用于高的輸入電壓值，通過R1和R2分壓設(shè)定最大的G極電壓值。

(a) 帶二極管   (b) 不帶二極管

圖1：分立元件組成的負(fù)載開關(guān)電路原理圖

2 、負(fù)溫度系數(shù)分局部過熱

在開通過程中，VGS的電壓從閾值電壓增加到米勒平臺電壓的時(shí)間與G極的充電電流、輸入電容相關(guān)，米勒平臺的時(shí)間和與G極的充電電流、米勒電容相關(guān)。這兩個(gè)時(shí)間段內(nèi)都會產(chǎn)生開關(guān)損耗，導(dǎo)致功率MOSFET管的溫度升高，基于圖1(a )的電路所測試的波形如圖2所示，所用MOSFET管為AO4407A。

圖2：負(fù)載開關(guān)電路開通波形

AO4407A的閾值電壓到米勒平臺電壓的時(shí)間為2.5 ms，米勒Miller平臺電壓的時(shí)間約為21ms，在這種控制輸入的浪涌電流的應(yīng)用中，要求功率MOSFET管有相當(dāng)長的一段時(shí)間內(nèi)工作于放大區(qū)，也就是從導(dǎo)通到米勒平臺結(jié)束的時(shí)間內(nèi)，功率MOSFET管都工作于放大區(qū)。

從功率MOSFET管的傳輸特性和溫度對其傳輸特性的影響，VGS有一個(gè)轉(zhuǎn)折電壓，在開通的過程中，RDS從負(fù)溫度系數(shù)區(qū)域向正溫度系數(shù)區(qū)域跨越，而在關(guān)斷過程中，RDS從正溫度系數(shù)區(qū)域向負(fù)溫度系數(shù)區(qū)域跨，事實(shí)上，在功率MOSFET管內(nèi)部，由大量的晶胞并聯(lián)而成，各個(gè)晶胞單元的RDS在開關(guān)過程中，動態(tài)的跨越負(fù)溫度系數(shù)區(qū)域的時(shí)候，會產(chǎn)生局部過熱。當(dāng)某個(gè)區(qū)域單元的溫度較高時(shí)，其導(dǎo)通壓降降低，周邊的電流都會匯聚在這個(gè)區(qū)域，產(chǎn)生電流的涌聚，也就產(chǎn)生部分區(qū)域熱點(diǎn)。一些大電流的應(yīng)用要求小的導(dǎo)通電阻，MOSFET管的晶胞單元密度高，各個(gè)單元的距離更小，另外，由于硅片單元特性及結(jié)構(gòu)不一致性、封裝時(shí)硅片與框架焊接結(jié)面局部的空隙，容易形成的局部的大電流的單元，即熱點(diǎn)，其自身的溫度增加，同時(shí)也使其鄰近的單元的溫度增加。

從AO4407A的數(shù)據(jù)表，轉(zhuǎn)折電壓電壓大于5V，在轉(zhuǎn)折點(diǎn)處，器件的增益和溫度無關(guān)，溫度系數(shù)為0，AO4407A用于負(fù)載開關(guān)，從圖2可以看到，米勒平臺電壓約為3V，低于5V，這表明：功率MOSFET強(qiáng)迫工作于線性模式即放大區(qū)時(shí)，其RDS工作于負(fù)溫度系數(shù)區(qū)。

當(dāng)內(nèi)部產(chǎn)生熱不平衡時(shí)，局部的溫度高，導(dǎo)致這些區(qū)域的VGS降低，而流過這些區(qū)域單元的電流卻進(jìn)一步增加，功耗增加，溫度又進(jìn)一步上升。其溫度上升取決于功率脈沖電流的持續(xù)時(shí)間、散熱條件和功率MOSFET單元的設(shè)計(jì)特性，熱失衡導(dǎo)致大的電流集中到一個(gè)局部區(qū)域，形成熔絲效應(yīng)，產(chǎn)生局部熱點(diǎn)，最后導(dǎo)致這些區(qū)域的單元的柵極失控，功率MOSFET內(nèi)部寄生的三極導(dǎo)通，從而損壞器件。局部熱點(diǎn)損壞的顯微圖如圖3所示。

圖3：局部熱點(diǎn)損壞的顯微圖

3、 設(shè)計(jì)參數(shù)優(yōu)化及器件選擇

3.1、封裝及熱阻的影響

基于圖1(a)中的電路圖，以AO4407A和AOD413A做對比實(shí)驗(yàn)，輸入電壓為12V，兩個(gè)元件的參數(shù)如表1所示。AO4407A的封裝為SO8，AOD413A封裝為TO252，明顯的，AOD413A的封裝體積大，其熱阻小，允許耗散的功率大。圖1中C1=0.1 uF，C2=0.1uF，R2=100K，注意到C1遠(yuǎn)大于兩個(gè)元件的輸入電容，C2遠(yuǎn)大于兩個(gè)元件的米勒電容，因此在電路中，元件本身的輸入電容和米勒電容可以忽略，如果外部的元件參數(shù)相同，在電路中用AO4407A和AOD413A，兩者基本上具有相同的米勒平臺的時(shí)間，如圖4(a) 和圖4(b)所示。

表1：AO4407A和AOD413A參數(shù)

為了對比AOD413A 和AO4407A抗熱沖擊的能力，延長米勒平臺的時(shí)間，到2.5S，即將R2的電阻增大到910K，C2電容增大到3.1uF，在此條件下做對比實(shí)驗(yàn)，AO4407A的電路開關(guān)1、2次，AO4407A就損壞了，而AOD413A的電路多次的開關(guān)，AOD413A仍然可以正常的工作。因?yàn)?/span>AOD413A具有較低的熱阻25°C/W和較大的耗散功率，因此，在較長的米勒平臺的時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生的熱量可以充分的消散，局部過熱產(chǎn)生的熱不平衡的影響減小。AO4407A的熱阻為40°C/W。注意到，G極的串聯(lián)電阻和米勒電容增加，除了米勒平臺的時(shí)間增加，同時(shí)，輸入浪涌電流的峰值也大幅度的降低，從應(yīng)用的角度來說，，輸入浪涌電流的峰值越小，對后面的系統(tǒng)的沖擊就越小，但帶來的問題是，功率MOS管的熱損耗增加，也增大了損壞的可能性。實(shí)驗(yàn)波形如圖4(c) 和圖4(d)所示。

3.2 、閾值電壓的影響

通常，對于功率MOS管，不同的閾值電壓對應(yīng)于不同的轉(zhuǎn)折電壓，閾值電壓越低，那么轉(zhuǎn)折電壓也越低。選用AO4403和AO4407A作對比實(shí)驗(yàn)，它們的封裝SO8相同，閾值電壓不同，兩個(gè)MOSFET管具體的參數(shù)見表二所示。

表2：AO4407A和AO4403參數(shù)

輸入電壓為12V，R2=100K/C2=1uF，可以看到兩者具有相同的浪涌電流2.7A，AO4403的米勒平臺時(shí)間約為124ms，米勒平臺電壓為-1V；AO4407A的米勒平臺時(shí)間約為164ms，米勒平臺電壓為-3.6V。因此，同樣的外部參數(shù)，AO4403由于具有低的閾值電壓，因此，米勒平臺時(shí)間要短，開通過程中產(chǎn)生的損耗減小，從而減小系統(tǒng)的熱不平衡，提高系統(tǒng)的可靠性。實(shí)驗(yàn)波形如圖4(e) 和圖4(f)所示。

圖4：不同電路參數(shù)的波形

基于電路圖1(b)進(jìn)一步做實(shí)驗(yàn)，輸入電壓12V，使用AO4449，取R1=47K/R2=15K，對應(yīng)于不同的C1和C_O的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表3所示。

表3：電路圖1(b)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

從表中可以看到：輸出的電容越大，浪涌電流越大，為了達(dá)到同樣限定的浪涌電流值，使用的C1的電容值越大。C1越大，浪涌電流越小，但消耗的功率增加，功率MOSFET管的溫升增加，在MOSFET管內(nèi)部晶胞單元的熱不平衡越大，也越容易損壞。

3.3、PCB布局

實(shí)際設(shè)計(jì)的負(fù)載開關(guān)系統(tǒng)中常用表貼元件，為了盡可能的增強(qiáng)功率MOS管的散熱性，對于PCB的布局，通常要采用如圖5所示的方式，用大的銅皮鋪在功率MOS管的S和D極，并打過孔。

圖5：PCB布局

4 、結(jié)論

（1）功率MOSFET管導(dǎo)通電阻的溫度系數(shù)對應(yīng)的VGS有一個(gè)轉(zhuǎn)折電壓，在轉(zhuǎn)折電壓以下，為負(fù)溫度系數(shù)，無法自動平衡均流；在轉(zhuǎn)折電壓以上，為正溫度系數(shù)，可以自動平衡均流。

（2）功率MOSFET管在開關(guān)的過程中要跨越正溫度系數(shù)和負(fù)溫度系數(shù)區(qū)，并在米勒平臺處產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗。

（3）負(fù)載開關(guān)電路通過增加米勒電容或輸入電容延長米勒平臺時(shí)間來抑止浪涌電流，電容值越大，浪涌電流越小，開關(guān)損耗越大，由于米勒平臺處為負(fù)溫度系數(shù)，因此也越容易形成局部的熱點(diǎn)損壞。

（4）減小輸出電容，提高功率MOSFET管的散熱能力（更大的封裝），選用低閾值電壓，可以提高系統(tǒng)的可靠性。

本文發(fā)表于《電子技術(shù)應(yīng)用》，2010.12