1.Buck電路的模型

Buck電路是最常見的電路，具體電路結(jié)構(gòu)如圖所示。

對其進(jìn)行等效，得到的等效電路如圖2所示：

對圖1進(jìn)行等效后得到徒圖2電路，可以看出相當(dāng)于一個脈沖波形的輸出，高電壓幅值為Vin，即圖1輸入直流的電壓值，低電壓為0。由于圖1中D1的存在，使得電流只能單向流動，因此在圖2中等效為串聯(lián)二極管D2。

2.Buck電路的常規(guī)角度分析

2.1時域分析方法

下面按著電容充放電和電感充放電進(jìn)行時域分析。

時域分析的過程是按著輸入電壓的高與低，分析電路里電容電壓和電感電流的變化過程。這個分析過程可以按著大多課本上面所講述的過程分析，從CCM模式到DCM模式。

(1)CCM模式

當(dāng)輸入電壓為Vin時，電感電流增加，電流小于輸出負(fù)載電流iL，此時的負(fù)載電流由電感和電容同時提供。當(dāng)電流逐漸增加到大于輸出的平均電流的時候，電感電流為負(fù)載和電容提供能量。當(dāng)輸入為0，即開關(guān)管關(guān)斷時，電感電流下降，此時電流依然大于輸出平均值，電容電壓延續(xù)上述上升的趨勢，直至電感電流小于輸出平均電流，電容開始放電，完成一個開關(guān)周期的循環(huán)過程。

具體的波形如下：

(2)DCM模式

在DCM模式下，電感的電流在開關(guān)管管斷后的一段時間后逐漸減為零，此時的等效輸入電壓為輸出電壓值，具體的波形如圖4所示。

在CCM模式下，電壓的輸出值與輸入值之間是正比關(guān)系，比例系數(shù)為占空比D。在DCM的模式下電壓會被抬升，具體的關(guān)系和電路的參數(shù)、開關(guān)頻率以

及占空比相關(guān)。具體的推導(dǎo)關(guān)系為：

其中

根據(jù)此公式可以看出，當(dāng)電路輸出開路，即電阻無窮大的時候，輸入等于輸出。

2.2相平面分析

上面的分析過程中，電感電流以及電容的電壓都被看作是三角波的上升和下降，其實(shí)在有些過程中這些狀態(tài)變量是正弦變化的，下面從相平面的方式分析它的工作過程。

(1)CCM模式

CCM模式下的電路的相平面圖為圖5所示，紅色部分為電感電流和電容電壓的變化范圍和變化過程。

圖中的過程和上面的分析過程是相似的，只是在前面把電感電流和電容電壓的變化都看作是線性的。其實(shí)質(zhì)的變化是電感和電容的諧振。后面將其與經(jīng)典并聯(lián)負(fù)載諧振的電路進(jìn)行比較可以有更深層次的理解。

(2)DCM模式

在DCM模式下，電路的向量圖為圖6所示，同樣變化過程如圖中的紅色部分所示。

圖中的紅色部分表示狀態(tài)變量的變化過程，中間有一段是電流為零的，此時的電容電壓逐漸下降，所有的變化過程也不是前面所述的線性變化的關(guān)系。

對于兩種模式，圖形都是瘦長的，開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于諧振頻率。對于PWM調(diào)制的方式，不同的占空比改變的是諧振的半徑，即紅色部分在空間的位置，其基本形狀不會發(fā)生大的改變，因?yàn)殚_關(guān)頻率是一定的，紅色部分對應(yīng)的時間也就是一個恒定的值。于是對于既定的電路參數(shù)，改變占空比可能導(dǎo)致系統(tǒng)進(jìn)入DCM模式(參考圖6)。

3.Buck電路的濾波器角度分析

3.1典型二階濾波器

二階濾波器的電路如圖7所示，與Buck電路的后半部分唯一的不同是，Buck電路只允許電流的單向流動，下面首先對一般的濾波器進(jìn)行分析。

推導(dǎo)其電壓傳遞函數(shù)為：

總體的阻抗為：

從上面?zhèn)鬟f函數(shù)(1)可以看出：自然頻率大小等于其諧振頻率，在負(fù)載一定的前提下，電容的大小影響二階系統(tǒng)的阻尼系數(shù)，即系統(tǒng)的系統(tǒng)的響應(yīng)速度和超調(diào)。系統(tǒng)低頻的增益為1，高頻40dB/dec下降，對高頻分量的衰減效果很好，轉(zhuǎn)折頻率為諧振頻率。

從上面的傳遞函數(shù)(3)可以看出：在負(fù)載一定的情況下，增大系統(tǒng)的電感值，可以使得系統(tǒng)的阻抗增加，即在輸入電壓一定的情況下，得到的紋波電流就越小。

3.2電流單向二階濾波器

當(dāng)在此典型濾波器的輸入限制為電流單向流動，如圖8所示在輸入端加上二極管，會有不同的結(jié)果，也就是說此時的二階濾波不在是濾波作用，而是一個整流器電路。

由于二極管的存在使得電流只能單向流動，電壓為正時，電流正向流動，電壓為負(fù)值時，電流逐漸減為零不再反向，電壓和電流并不同相位。

具體的電路相量圖如圖9所示，開通部分與Buck電路的開通部分相同，關(guān)斷后電壓反向的過程如圖所示，與圖6所示的0電壓不同。這樣也就說明了一個問題，這種形式的濾波器的效果與DCM模式的Buck模式是類似的，雖然細(xì)節(jié)是不同的。也就說明一根問題：電流單向的濾波器輸出結(jié)果與輸入電壓單向的完整濾波器結(jié)果是不同的。

根據(jù)此圖可以看出電容的電壓為一個正值，相當(dāng)于整流電路的效果。

下面給出比較圖：圖10是交流輸入，電流單向的輸出效果。上面為電感電流下面為輸入電壓值，可以看出二者相位不同。圖11上面為電感電流，下面是輸出電壓值?？梢钥闯鲚敵鍪呛銐盒Ч?。

這個系統(tǒng)為典型的二階濾波環(huán)節(jié)，下面分析其與Buck電路后級的相同之處和不同之處。

首先說明，對于Buck電路如圖2所示的輸入電壓可以等效為一個直流分量和一個交流量的加和。對于直流分量在濾波器的輸出側(cè)增益為1且電流為正向，下面主要針對交流分量分析其輸出效果。

(1)CCM模式

CCM模式下的Buck電路電流連續(xù)，相當(dāng)于后級為經(jīng)典濾波器，交流分量的效果疊加在恒流和恒壓的輸出上，也就是我們看到的電容電壓和電感電流上有一定的紋波。此紋波值是輸入電壓交流分量經(jīng)過完整濾波器的效果，這樣理解的原因是：電感電流始終連續(xù)。

此時輸出的的電感電流的波形為圖12所示那樣，平均電流io為直流分量的效果，紋波值為交流分量的效果。

(2)DCM模式

DCM模式下，交流分量的疊加不再完整，即不再是完整濾波器效果，此時的結(jié)果相當(dāng)于后級為部分電流單向流動的濾波器，具體分析可以根據(jù)下圖13看出。首先假設(shè)電感電流可以反向，則此時的電感電流為圖13中的a)所示，圖中的虛線部分io依然是直流成分的效果，交流成分的效果依然是零，即如圖中b)所示那樣。如果電流限制為單向，此時的效果圖如c)所示，平均輸出電流io值不再是單獨(dú)的直流成分的效果，而是交直流效果之和。交流成分的平均效果如圖d)所示，會有一個平均值疊加在直流成分上，這也就是為什么DCM模式下的Buck電路的電壓會升高。

在輸出電阻為無窮大的時候，平均輸出電流零，直流成分也為零，其變化過程為圖14所示虛線部分為輸出電流平均值，隨著時間的推移逐漸減為零。此時輸出電壓等于輸入電壓。

4.Buck電路與并聯(lián)負(fù)載諧振

4.1并聯(lián)負(fù)載諧振的等效電路

并聯(lián)的負(fù)載諧振電路一般有兩種形式，即輸出整流側(cè)電壓源形式和輸出電流源形式，具體的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖15和圖16所示。

對于這兩種形式的電路而言，都可以等效為圖17所示的電路。

對于圖15所示的電路，輸出側(cè)等效為電壓源，正常工作的時候諧振電容兩端的電壓是削頂?shù)恼也ǎ粋€周期內(nèi)的電感電流是正弦變化和線性變化的組合，對其進(jìn)行等效有一定的困難。

現(xiàn)在主要針對第二種形式輸出電流源形式的并聯(lián)負(fù)載諧振電路進(jìn)行等效分析。首先說明一個相關(guān)的問題，即圖15所示電路的不控整流部分，輸入端是電容兩端的電壓，電網(wǎng)電壓整流是不同的，電網(wǎng)電壓的正弦變化是不會改變的，始終是正弦的，此電路中的電壓波形會被削頂。

對于圖16所示的電路，輸出側(cè)是電流源形式，主要針對電感電流連續(xù)的工作模式。諧振電容的電壓是正弦變化的，只要電容兩端的電壓不為零，便會有電流從諧振部分流入整流輸出部分，如圖18所示。

只要電容的電壓不為零，整流的二極管便是對角開通，不會出現(xiàn)電感續(xù)流的過程。后級的電感和電容是二階濾波器，即相當(dāng)于Buck電路的輸出側(cè)，輸出為整流電壓的直流成分。由于輸入電壓為諧振電容電壓的絕對值，積分求平均后可以得到：

其中的Vcp是電容電壓的峰值。流過電阻的電流為：

則整流輸入側(cè)的電流為：

取其基波成分為：

這樣得到的等效電阻為：

這樣就得到的了輸出電壓與諧振電容電壓峰值之間的關(guān)系以及等效電阻值，即可得到圖17所示的等效電路形式，這樣便可以求的其增益曲線。

4.2Buck電路與并聯(lián)負(fù)載諧振

根據(jù)圖17可以看出，此圖為二階濾波器，不是Buck電路的輸出部分。即使在諧振電感電流斷續(xù)的模式下，也與Buck電路的電流斷續(xù)模式不同。

對于電路的后半部分，即輸出恒流的部分是可以按著Buck電路的連續(xù)模式等效分析的。