摘要：電動(dòng)汽車電機(jī)在低轉(zhuǎn)速大電流過載輸出時(shí)，驅(qū)動(dòng)器IGBT模塊結(jié)溫會(huì)迅速攀升并很容易超出安全工作區(qū)從而導(dǎo)致失效。如果在系統(tǒng)設(shè)計(jì)階段，利用散熱回路的瞬態(tài)熱阻特性，并通過仿真計(jì)算精確控制低速下的電流輸出，將能夠更好地提高電動(dòng)車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的可靠性和功率密度。本文首先介紹了IGBT模塊和散熱器的瞬態(tài)熱阻特性；然后分析了在電動(dòng)車電機(jī)驅(qū)動(dòng)器在低速與常速下電流過載輸出對(duì)IGBT模塊結(jié)溫溫升的影響；最后介紹了如何用英飛凌IPOSIM仿真工具對(duì)過載輸出時(shí)IGBT模塊結(jié)溫進(jìn)行仿真，以及不同工況下IGBT瞬時(shí)結(jié)溫的仿真結(jié)果。本文可對(duì)電動(dòng)車電機(jī)驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)中IGBT輸出限值的動(dòng)態(tài)選取提供參考依據(jù)。

　　1 引言

　　隨著電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)技術(shù)的發(fā)展與成熟以及市場(chǎng)對(duì)電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)性能和可靠性需求的提高，電動(dòng)車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的發(fā)展將朝著：高功率密度，高可靠性，低成本的方向發(fā)展。然而更高的功率密度與更低的成本使系統(tǒng)設(shè)計(jì)的余量必然減少，如果仿真計(jì)算不準(zhǔn)確或僅憑經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)，很容易出現(xiàn)電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的IGBT等功率器件的過溫或關(guān)斷超出安全工作區(qū)RBSOA（Reverse Biased Safe OperaTIng Area）損壞。

　　當(dāng)系統(tǒng)處于短時(shí)大電流過載時(shí)，IGBT模塊的芯片結(jié)溫度會(huì)動(dòng)態(tài)攀升。如果沒有足夠的設(shè)計(jì)余量或不能精確控制輸出過載時(shí)間與過載電流倍數(shù)，IGBT結(jié)溫將有可能升高超過安全工作區(qū)而導(dǎo)致失效。針對(duì)這些問題，本文分析在不同輸出頻率的條件下，過載輸出與IGBT結(jié)溫的關(guān)系，以幫助硬件設(shè)計(jì)工程師在研發(fā)時(shí)正確地限定過載峰值。

　　2 IGBT模塊與散熱器的動(dòng)態(tài)結(jié)溫和動(dòng)態(tài)溫升

　　無論是IGBT模塊的底殼基板還是散熱器上都同時(shí)存在熱阻和熱容兩個(gè)特性。熱阻是反映導(dǎo)熱介質(zhì)阻礙熱量傳導(dǎo)能力的綜合參量。根據(jù)熱阻Rth定義，為熱流通路上的溫差ΔT與總損耗功率之比

　　由于熱阻和熱容特性的同時(shí)作用，產(chǎn)生了動(dòng)態(tài)熱阻的特性。一般有兩種方式建模來表示動(dòng)態(tài)熱阻特性 – T型模型和π型模型。如圖1所示。

　　（a）T型連續(xù)網(wǎng)絡(luò)模型回路（Cauer model）（b）π型局部網(wǎng)絡(luò)模型回路（Foster model）

　　圖 1 兩種模型示意圖

　　如圖1（a），T型模型的結(jié)構(gòu)比較真實(shí)的反應(yīng)出真實(shí)的熱阻熱容物理結(jié)構(gòu)。如果散熱系統(tǒng)中每一層的材料的特性參數(shù)都是已知的時(shí)，可以通過理論計(jì)算公式來建立這種模型的結(jié)果。但是，在熱傳播中很難確定熱傳播在每一層中的分布，因此實(shí)際建模時(shí)一般不使用T型回路。

　　圖1（b）中的π型模型雖然在結(jié)構(gòu)上不具備具體的物理意義，但是該模型的數(shù)學(xué)模型比較容易從實(shí)際測(cè)量標(biāo)定的時(shí)間-熱阻曲線上擬合提取出來，所以一般會(huì)用π型模型來給定動(dòng)態(tài)熱阻曲線的分式因數(shù)。英飛凌IGBT模塊的數(shù)據(jù)手冊(cè)上就分別給出了IGBT芯片與反并聯(lián)二極管芯片的π型回路各項(xiàng)分式因數(shù)與曲線，如圖2所示為英飛凌FF600R12ME4模塊的動(dòng)態(tài)熱阻曲線。

　?。╝）IGBT動(dòng)態(tài)熱阻曲線（b）反并聯(lián)二極管動(dòng)態(tài)熱阻曲線

　　圖 2 英飛凌IGBT模塊動(dòng)態(tài)熱阻曲線

　　圖2中給出的

　　動(dòng)態(tài)熱阻曲線可表達(dá)為：

　　如果在動(dòng)態(tài)溫升過程中，IGBT模塊的損耗P（t）是已知的，IGBT模塊底殼溫度是已知的，則IGBT及二極管芯片的結(jié)溫可由下公式得出：

　　公式（4）中P（t）限定為單次方波脈沖的功率，IGBT模塊在實(shí)際應(yīng)用中一般為連續(xù)脈沖，而且在正弦調(diào)制中為功率變化的連續(xù)脈沖，計(jì)算公式比較復(fù)雜，可從IEC60747-6標(biāo)準(zhǔn)中查得［1］。

　　此外還需要考慮到散熱器以及模塊與散熱器接觸面的瞬態(tài)熱阻，同時(shí)IGBT模塊外殼和端子也有少量的對(duì)流熱傳導(dǎo)，但是對(duì)流熱傳導(dǎo)的影響相對(duì)底殼的熱傳導(dǎo)非常小可忽略。由此整個(gè)散熱系統(tǒng)合并的串聯(lián)π型網(wǎng)絡(luò)模型可由圖（3）表示。

　　圖3 合并π型熱阻網(wǎng)絡(luò)模型

　　一般散熱器廠商會(huì)給出一階的熱平衡時(shí)間即3倍的值，用一階分式擬合可表示為公式：

　　由此得出考慮散熱器熱阻的IGBT結(jié)溫計(jì)算公式為：

　　對(duì)于散熱器熱平衡時(shí)間為一般幾十秒上百秒的，計(jì)算低頻輸出時(shí)可不用考慮散熱器的溫升，計(jì)算時(shí)使用公式（4）即可。如果是系統(tǒng)熱平衡時(shí)間是幾秒級(jí)的，需要考慮散熱器溫升時(shí)可使用公式（6）計(jì)算。如需更精確的包括接觸面導(dǎo)熱硅脂的多階熱阻模型，則需要用實(shí)驗(yàn)標(biāo)定曲線來提取模型。具體的實(shí)驗(yàn)提取方法可參看文獻(xiàn)2，本文將不再詳述。

　　IGBT模塊動(dòng)態(tài)熱阻的特性導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)器中三相逆變橋中的IGBT在不同輸出頻率下，所對(duì)應(yīng)的結(jié)溫波動(dòng)幅度也不同。在一個(gè)半波周期內(nèi)，一個(gè)半橋中其中一個(gè)橋臂的IGBT處于連續(xù)帶載工作，在IGBT開關(guān)頻率不變下，輸出頻率越低，一個(gè)橋臂的連續(xù)帶載時(shí)間越長，一個(gè)半波內(nèi)總損耗能量越大。同時(shí)由于IGBT模塊動(dòng)態(tài)熱阻在一般在1秒內(nèi)迅速上升，因此輸出頻率越低，IGBT的結(jié)溫波動(dòng)就越大。

　　同一型號(hào)IGBT模塊在同樣為Vdc=600V，fsw=10KHz的條件下，分別輸出1Hz、5Hz、20Hz、50Hz四種頻率的有效電流為200A的正弦波，我們用IPOSIM仿真工具可得到這四個(gè)頻率下IGBT結(jié)溫波動(dòng)曲線，如圖4所示：（IPOSIM對(duì)IGBT損耗與結(jié)溫的仿真原理詳見參考文獻(xiàn)3）

　　圖4 不同輸出頻率下一個(gè)橋臂的IGBT結(jié)溫波動(dòng)對(duì)比

　　在圖4的四個(gè)仿真結(jié)果上看，四個(gè)工況下IGBT損耗平均功率都是一直為150W。在（a）中，輸出1Hz下IGBT結(jié)溫最高超過了90°C。而在（d）中，輸出頻率50Hz結(jié)溫最高不到76°C。其原因就是由于單次換向周期時(shí)間長，導(dǎo)致結(jié)溫波動(dòng)幅度大。