ADC在實際應用中，具有重要地位。很多電子專業(yè)的朋友，都在積極學習ADC相關知識。上篇ADC相關文章中，小編為大家?guī)砹烁咚貯DC電源設計的上篇內容。本文中，小編將戳高速ADC電源設計的下篇內容予以介紹。如果你對ADC具有興趣，不妨繼續(xù)往下閱讀哦。

一、電源測試

圖6所示為在系統(tǒng)板上測量ADC PSRR的設置。分別測量每個電源，以便更好地了解當一個交流信號施加于待測電源之上時，ADC的動態(tài)特性。開始時使用一個高容值電容，例如100 μF非極化電解質電容。電感使用1 mH，充當直流電源的交流阻塞器，一般將它稱為“偏置-T”，可以購買采用連接器式封裝的產(chǎn)品。

使用示波器測量交流信號的幅度，將一個示波器探針放在電源進入待測ADC的電源引腳上。為簡化起見，將施加于電源上的交流信號量定義為一個與轉換器輸入滿量程相關的值。例如，如果ADC的滿量程為2V p-p，則使用200 mV p-p或–20 dB。接下來讓轉換器的輸入端接地(不施加模擬信號)，查找噪底/FFT頻譜中處于測試頻率的誤差雜散，如圖5所示。若要計算PSRR，只需從FFT頻譜上所示的誤差雜散值中減去–20 dB即可。例如，如果誤差雜散出現(xiàn)在噪底的–80 dB處，則PSRR為–80 dB – –20 dB，即–60 dB(PSRR = 誤差雜散(dB) – 示波器測量結果(dB))。–60 dB的值似乎并不大，但如果換算成電壓，它相當于1 mV/V(或10?60/20)，這個數(shù)字對于任何轉換器數(shù)據(jù)手冊中的PSRR規(guī)格而言都并不鮮見。

下一步是改變交流信號的頻率和幅度，以便確定ADC在系統(tǒng)板中的PSRR特性。數(shù)據(jù)手冊中的大部分數(shù)值是典型值，可能只針對最差工作條件或最差性能的電源。例如，相對于其他電源，5 V模擬電源可能是最差的。應確保所有電源的特性都有說明，如果說明得不全面，請咨詢廠家。這樣，設計人員將能為每個電源設置適當?shù)脑O計約束條件。請記住，使用LC配置測試PSRR/PSMR時有一個缺點。當掃描目標頻段時，為使ADC電源引腳達到所需的輸入電平，波形發(fā)生器輸出端所需的信號電平可能非常高。這是因為LC配置會在某一頻率(該頻率取決于所選的值)形成陷波濾波器。這會大大增加陷波濾波器處的接地電流，該電流可能會進入模擬輸入端。要解決這一問題，只需在測試頻率造成測量困難時換入新的LC值。這里還應注意，LC網(wǎng)絡在直流條件下也會發(fā)生損耗。記住要在ADC的電源引腳上測量直流電源，以便補償該損耗。例如，5 V電源經(jīng)過LC網(wǎng)絡后，系統(tǒng)板上可能只有4.8 V。要補償該損耗，只需升高電源電壓即可。

PSMR的測量方式基本上與PSRR相同。不過在測量PSMR時，需將一個模擬輸入頻率施加于測試設置，如圖7所示。另一個區(qū)別是僅在低頻施加調制或誤差信號，目的是查看此信號與施加于轉換器的模擬輸入頻率的混頻效應。對于這種測試，通常使用1 kHz至100 kHz頻率。只要能在基頻周圍看到誤差信號即混頻結果，則說明誤差信號的幅度可以保持相對恒定。但也不妨改變所施加的調制誤差信號幅度，以便進行檢查，確保此值恒定。為了獲得最終結果，最高(最差)調制雜散相對于基頻的幅度之差將決定PSMR規(guī)格。圖8所示為實測PSMR FFT頻譜的示例。

二、電源噪聲分析

對于轉換器和最終的系統(tǒng)而言，必須確保任意給定輸入上的噪聲不會影響性能。前面已經(jīng)介紹了PSRR和PSMR及其重要意義，下面將通過一個示例說明如何應用所測得的數(shù)值。該示例將有助于設計人員明白，為了了解電源噪聲并滿足系統(tǒng)設計需求，應當注意哪些方面以及如何正確設計。

首先，選擇轉換器，然后選擇調節(jié)器、LDO、開關調節(jié)器等。并非所有調節(jié)器都適用。應當查看調節(jié)器數(shù)據(jù)手冊中的噪聲和紋波指標，以及開關頻率(如果使用開關調節(jié)器)。典型調節(jié)器在100 kHz帶寬內可能具有10 μV rms噪聲。假設該噪聲為白噪聲，則它在目標頻段內相當于31.6 nV rms/√Hz的噪聲密度。

接著檢查轉換器的電源抑制指標，了解轉換器的性能何時會因為電源噪聲而下降。在第一奈奎斯特區(qū)fS/2，大多數(shù)高速轉換器的PSRR典型值為60 dB (1 mV/V)。如果數(shù)據(jù)手冊未給出該值，請按照前述方法進行測量，或者詢問廠家。使用一個2 V p-p滿量程輸入范圍、78 dB SNR和125 MSPS采樣速率的16位ADC，其噪底為11.26 nV rms。任何來源的噪

聲都必須低于此值，以防其影響轉換器。在第一奈奎斯特區(qū)，轉換器噪聲將是89.02 μV rms (11.26 nV rms/√Hz) &TImes; √(125 MHz/2)。雖然調節(jié)器的噪聲(31.6 nv/√Hz)是轉換器的兩倍以上，但轉換器有60 dB的PSRR，它會將開關調節(jié)器的噪聲抑制到31.6 pV/√Hz (31.6 nV/√Hz × 1 mV/V)。這一噪聲比轉換器的噪底小得多，因此調節(jié)器的噪聲不會降低轉換器的性能。

電源濾波、接地和布局同樣重要。在ADC電源引腳上增加0.1 μF電容可使噪聲低于前述計算值。請記住，某些電源引腳吸取的電流較多，或者比其他電源引腳更敏感。因此應當慎用去耦電容，但要注意某些電源引腳可能需要額外的去耦電容。在電源輸出端增加一個簡單的LC濾波器也有助于降低噪聲。不過，當使用開關調節(jié)器時，級聯(lián)濾波器能將噪聲抑制到更低水平。需要記住的是，每增加一級增益就會每10倍頻程增加大約20 dB。

最后需要注意的一點是，這種分析僅針對單個轉換器而言。如果系統(tǒng)涉及到多個轉換器或通道，噪聲分析將有所不同。例如，超聲系統(tǒng)采用許多ADC通道，這些通道以數(shù)字方式求和來提高動態(tài)范圍?；径?，通道數(shù)量每增加一倍，轉換器/系統(tǒng)的噪底就會降低3 dB。對于上例，如果使用兩個轉換器，轉換器的噪底將變?yōu)橐话??3 dB);如果使用四個轉器，噪底將變?yōu)?6 dB。之所以如此，是因為每個轉換器可以當作不相關的噪聲源來對待。不相關噪聲源彼此之間是獨立的，因此可以進行RSS(平方和的平方根)計算。最終，隨著通道數(shù)量增加，系統(tǒng)的噪底降低，系統(tǒng)將變得更敏感，對電源的設計約束條件也更嚴格。

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