引言

隨著電子技術的迅猛發(fā)展，開關電源設備的應用越來越廣泛，因而對開關電源芯片的性能也提出了更高的要求。電子設備的小型化、低成本和電源利用效率成為了主要發(fā)展方向。在電流模式控制的DC-DC轉換器中，電流檢測電路是重要的組成模塊。其在整個電路中不僅起到過流保護作用，而且將電流檢測結果加上斜坡補償信號與電壓環(huán)路的輸出比較，實現(xiàn)脈沖寬度調制，其精度、速度和功耗對電路整體性能具有很大影響。本文基于對比較常規(guī)的電流檢測電路的優(yōu)缺點分析，給出了一種用于Boost型DC-DC轉換器的電流檢測方法。通過對功率管長條形源端上產(chǎn)生的壓差進行放大來實現(xiàn)電流檢測，從而使該電路結構更加簡單、易于實現(xiàn)且無額外功耗，可滿足設計要求。

1三種常用的電流檢測方法

圖1所示是一個電流模式Boost型DC-DC轉換器的結構圖。本文通過對功率管長條形源端上產(chǎn)生的壓差(等效于圖1中的電壓源V0)進行放大來實現(xiàn)電流檢測。

事實上，目前比較流行的電流檢測方法有串聯(lián)電阻檢測、功率管RDS檢測和并聯(lián)電流鏡檢測等三種，分別對應于圖2中的(a)、(b)、(c)三種簡化電路。

串聯(lián)電阻檢測是在片外電感或功率管一端串聯(lián)一個小的采樣電阻，因為對于一定的電阻值，通過檢測電阻上的壓降即可檢測出對應電感上流過的電流。這種方法檢測精度高，但由于檢測電阻的存在會引入一個額外的功耗,從而降低了電源轉換效率，因此，該電阻不能太大，該方法也只適用于小電流檢測電路，與此同時，小電阻受工藝的影響精度不夠。

功率管RDS檢測是通過檢測功率管上的電壓來實現(xiàn)的，因功率管工作在線性區(qū)，故其可以等效為一個電阻RDS=L/WμCox(VGS-VT)。該方法無額外功耗，但是μCox和VT受溫度的影響變化較大，功率管的RDS會產(chǎn)生非線性的變化，最大誤差范圍可達-50%~+100%，因而電流檢測精度較差。

并聯(lián)電流鏡檢測是通過并聯(lián)一個與功率管具有相同類型的檢測管，寬長比為N∶1，這樣，流過檢測管的電流就為功率管電流的1/N。這種方法需要預算放大器，使檢測管和功率管所構成的電流鏡有很好的匹配，因此電路結構比較復雜，帶寬較低，響應時間較慢，對電路的匹配性要求較高。

2電流檢測電路的設計

基于以上三種電路的優(yōu)缺點，本文設計的電流檢測電路如圖3所示。

電路沒有采用運算放大器。偏置電流為基準產(chǎn)生恒溫電流源，采用微安級電流。采用PNPQ1~PNPQ4和PMOS7~PMOS10共同組成的電流鏡鏡像偏置，減小溝道長度調制效應等各種失配對電路的影響[5]，提高電流檢測的精度。圖3中的PMOS7~PMOS10的B端接PNP的基極，利用鏡像管的襯底偏置效應增加電路的環(huán)路增益，同時降低了它們的閾值電壓[6]，在保證達到響應速度的前提下，提高檢測電路的電流檢測精度。P8的尾電流流入R3，在其上產(chǎn)生幾十毫伏的壓差連接到PWM比較器的負向輸入端，防止整體電路啟動時的誤觸發(fā)。R2連接的是功率管的地PGND2，R1連接的是PGND1。版圖上，PGND1和PGND2是通過金屬連接在一起的，都接功率管的GND，晶體管的設計版圖如圖4所示，但這兩端的電位是有一定差異的。結合圖4簡要說明的是：由于功率管為開關型NLDMOS，版圖中采用的是叉指狀直柵結構，其S端都要接GND。DC-DC轉換器中的功率管具有很高的寬長比，因而面積很大，叉指狀的功率管S端的metal連接幾乎貫穿芯片的兩端。通過不同的金屬將某一根接GND的叉指兩端分別連接到R1和R2，由于叉指上有電流流過，兩端會產(chǎn)生一定的壓差，可以通過電流檢測電路檢測這兩端的壓差V0(約為幾十毫伏)，進而進行放大，實現(xiàn)電流檢測的功能。

電路的工作原理：設圖3中流過P5和P6的電流分別為I1和Isense，R1=R2，P7~P10的寬長比相同，Q1~Q4的發(fā)射極面積相同，而且通過鏡像偏置使流過N1和N2的兩條支路的電流相等，都為IBIAS。N1和N2的寬長之比也相同，那么，由于反饋環(huán)路的作用，N1、N2的柵源電壓相等，即Vgs1=Vgs2。P5和P6的寬長比也相等，所以I1=Isense。

根據(jù)KVL定律：

                             Vgs1+Va=Vb+Vgs2                     (1)

Vgs1+(I1+IBIAS)R1=V0+IBIASR2+Vgs2                      (2)

由于Vgs1=Vgs2，R1=R2，I1=Isense，所以有：

                                                                                     Isense=V0/R1                       (3)

由式(3)可知，檢測的電流主要由R1和V0決定。由于V0是對功率管源端上的長條形叉指進行采樣，叉指可以等效于一個電阻，所以V0∝IL，即Isense∝IL。

版圖設計時應注意：電阻R1和R2選用相同類型的電阻，并應做好匹配性設計。功率管的GND與普通地分離，這樣可以減少對電路中其他信號的干擾。連接R1、R2到功率地的金屬線要做好信號隔離，以防止其他噪聲信號的干擾。

3電路仿真結果分析

對該電路可在HHNECBCD0.35μm的工藝下用Spectre軟件進行仿真驗證。仿真時，電流檢測電路的供電電壓為5V，功率管的工作頻率為1.3MHz，Temp=27℃，偏置電流IBIAS=16.9μA。其電路的瞬態(tài)仿真結果如圖5所示。

圖 5 中從上到下依次為電感電流、功率管電流和檢測電流的波形。對圖 5 的觀察可知，其電流檢測的信號電流和流過功率管的電流成線性關系。

表 1 所列為常溫下測量得到的功率管電流、檢測電流和兩端壓差 V0。通過觀察可知，其結果與理論相符 ：V0 ∝ IL，Isense ∝ IL。當功率管電流為 600 mA 時，Isense=21.450 3 μA，理論值 V0/R1 為 21.211 μA，誤差為 1.15%。

表 2 所列是在不同溫度下 (-40 ℃、0 ℃、27 ℃和 85 ℃ )檢測電流 Isense 和功率管輸出電流 IL 的比率。該比率隨著溫度的升高而降低，隨功率管電流的增大而略微減小。在 -40~85 ℃范圍內，當 IL=200 mA 時，比率變化最大，誤差為 13.3%，因此，該電路受溫度影響的檢測精度為86.7%以上。需要說明的是，當溫度 T=-40 ℃時電流很大，由于芯片發(fā)熱，該結果不一定成立，因此可見，該電路的檢測精度會更高。

4 結 語

本文設計的用于電流模式 DC-DC 轉換器的高性能電流檢測電路，不需要額外的檢測器件，只需對功率管的長條形源端上的壓降進行采樣，即可實現(xiàn)電流檢測。通過仿真驗證可知，該電流檢測電路功率管電流和檢測電流具有很好的線性關系，檢測精度高于 86.7%，并且無額外功耗、故可以滿足設計要求。

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