引言

時(shí)間同步和頻率同步是OFDM系統(tǒng)中最基本也是最重要的同步問(wèn)題。時(shí)間同步包含樣值定時(shí)同步和符號(hào)定時(shí)同步。樣值定時(shí)同步誤差主要由收發(fā)采樣時(shí)鐘頻率的不一致引起；符號(hào)定時(shí)誤差主要由收發(fā)采樣時(shí)鐘相位不一致引起。樣值定時(shí)同步誤差會(huì)破壞子載波間的正交性；符號(hào)定時(shí)誤差引起子載波相位旋轉(zhuǎn)，不破壞子載波間的正交性，但降低了系統(tǒng)對(duì)多徑擴(kuò)展的抑制能力。時(shí)間同步包含定時(shí)捕獲與定時(shí)跟蹤。定時(shí)捕獲主要是找到OFDM符號(hào)大致的起始位置；定時(shí)跟蹤進(jìn)一步鎖定OFDM符號(hào)的起始位置，并隨時(shí)進(jìn)行調(diào)整。定時(shí)跟蹤解決由于多普勒頻移、相位抖動(dòng)、定時(shí)抖動(dòng)和移動(dòng)環(huán)境下多徑變化引入的定時(shí)誤差。

圍繞定時(shí)同步問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外同行從多方面展開探索研究o文獻(xiàn)和文獻(xiàn)提出通過(guò)引入訓(xùn)練序列的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的定時(shí)同步的思想。所提算法采用ML(MaximumLikehood)實(shí)現(xiàn)，但定時(shí)估計(jì)粗糙，頻率估計(jì)范圍小。針對(duì)這個(gè)特點(diǎn)，文獻(xiàn)和文獻(xiàn)提出通過(guò)相關(guān)的方法來(lái)加以改進(jìn),提高了定時(shí)精度，擴(kuò)大了頻率估計(jì)范圍。為了避免了單獨(dú)弓I入導(dǎo)頻符號(hào)所占的開銷，文獻(xiàn)提出利用OFDM符號(hào)固有的CP(CyclePrefix)與OFDM符號(hào)之間的相關(guān)性來(lái)實(shí)現(xiàn)定時(shí)同步,但這種相關(guān)結(jié)果主峰和次峰差別不明顯，尤其是當(dāng)信噪比較低時(shí)。

利用OFDM系統(tǒng)現(xiàn)有的Preamble字段，本文提出了一種定時(shí)同步算法。該算法對(duì)OFDM系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)的改動(dòng)較小，甚至不作任何修改。采用該算法可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的初始捕獲和對(duì)幀頭位置的修改。在考慮樣值同步誤差和符號(hào)同步誤差的前提下，文章第2部分建立了OFDM系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，分析了兩種定時(shí)誤差對(duì)系統(tǒng)接收性能的影響。第3部分詳細(xì)闡述了本文所提出的定時(shí)同步算法，并給出了算法的的實(shí)施流程。為了提高同步位置的鎖定精度，本部分給出了一種同步捕獲位置和跟蹤位置的判決方法。文章第4部分通過(guò)仿真的方法對(duì)所提的同步算法在高速移動(dòng)環(huán)境下進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，并分析了門限值的設(shè)定對(duì)算法鎖定精度的影響。

1系統(tǒng)描述

圖1給出了基于DFT實(shí)現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)模型，該模型包括發(fā)送部分和接收部分。圖中虛線所示的發(fā)送端與接收端同步量對(duì)應(yīng)位置僅為示意，而不表示接收端真正實(shí)現(xiàn)同步所處的位置。在OFDM系統(tǒng)中，符號(hào)同步的目的是使接收端確定每個(gè)OFDM符號(hào)的起始時(shí)刻，也就是確定準(zhǔn)確的FFT窗口位置；樣值同步就是確定每個(gè)樣值符號(hào)的起始時(shí)刻；頻率同步則是為了保證發(fā)送端與接收端具有相同的頻率。

令發(fā)送符號(hào)為{X（1），X（2），X（3），...，X(N-1)},X（K）為數(shù)據(jù)調(diào)制后的發(fā)送符號(hào)，且X（K）=I（k）+jQ（k），N為IDF點(diǎn)數(shù)，即對(duì)應(yīng)一個(gè)數(shù)據(jù)包包含的符號(hào)數(shù)。經(jīng)過(guò)IDFT后，有：

變換之后還必需加入保護(hù)段。OFDM使用的最有效的保護(hù)段通常稱為循環(huán)前綴(CP)，實(shí)際上就是直接將一個(gè)符號(hào)的末尾部分拷貝到此符號(hào)開始部分，符號(hào)的拷貝是用來(lái)保持波形的正交性，并防止載波間干擾。CP包含的樣值數(shù)與系統(tǒng)工作環(huán)境下的時(shí)延擴(kuò)展均方根值有關(guān)。通常CP的時(shí)間長(zhǎng)度為多徑時(shí)延擴(kuò)展均方根值的2~4倍。

發(fā)送端的射頻信號(hào)可表述為：

式中，exp(j2就t)為射頻載波信號(hào)；g(t)為低通濾波器沖擊響應(yīng)；S(n)為加入CP后的發(fā)送序列集合，n=0,1,2,3,???,N+M-1；T為1個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間。

當(dāng)接收端與發(fā)送端完全同步后，即載波同步、樣值定時(shí)同步和符號(hào)同步均已理想同步，扣除CP后的信號(hào)為：

經(jīng)過(guò)DFT處理后，有：

式中,H(n)為第n個(gè)子信道的信道頻率響應(yīng)；偵為第n個(gè)子信道中的加性高斯噪聲。可見，OFDM系統(tǒng)完全同步后，系統(tǒng)將整個(gè)傳輸帶寬等效成為N個(gè)獨(dú)立運(yùn)行的并行子信道。由于各個(gè)子信道的帶寬較窄，因此系統(tǒng)有效地克服了頻率選擇性衰落。

然而，實(shí)際上由于受無(wú)線信道多普勒頻移、多徑位置變化和終端晶振物理性能的影響，理想同步一般不可能實(shí)時(shí)達(dá)到。多普勒頻率和終端頻率合成器頻率和相位的漂移必然引入同步誤差，影響系統(tǒng)工作性能。本文主要討論定時(shí)同步，因此以下分析建立在載波同步成功基礎(chǔ)上。

當(dāng)存在樣值頻率同步誤差時(shí)，即采樣周期Ts=T+DT.。在假定高斯信道作用下，采樣后的數(shù)據(jù)流｛R(n)｝為：

當(dāng)存在樣值定時(shí)偏差時(shí)，相當(dāng)于對(duì)接收信號(hào)在t=nTs-Dty時(shí)刻采樣。在假定高斯信道作用下，采樣后的數(shù)據(jù)流｛R(n)｝為:

當(dāng)存在符號(hào)定時(shí)偏差Dtf時(shí)，DFT的窗口位置相當(dāng)于從

表示其他子信道對(duì)期望符號(hào)的干擾。若令式(8)中Dfc=0，DTs=0，Dty=0，Dnf=0，則式(8)可簡(jiǎn)化為()()YnXnh=+l，與式(3)表述的物理意義一致。從另一角度說(shuō)，正是由于Dfc，DTs，Dty和Dnf的存在，導(dǎo)致N個(gè)子信道不能獨(dú)立并行工作，而是相互干擾，引起信噪比損失。同步算法的目的就是保持Dfc，DTs，Dty和Dnf為微小量，使其對(duì)系統(tǒng)性能的影響處于系統(tǒng)設(shè)計(jì)者期望的范圍內(nèi)。載波同步后，頻率殘差Dfc處于期望范圍內(nèi)。

2定時(shí)同步算法

本文所提的定時(shí)同步的算法基于Preamble實(shí)現(xiàn)，且要求Preamble至少包含兩部分。在發(fā)送端，這兩部分在時(shí)域上完全相同；在接收端，由于受信道和載波同步殘差的影響，這兩部分內(nèi)容具有相關(guān)性。定時(shí)同步算法正是利用這種相關(guān)性實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)也利用這種相關(guān)性，提出利用具有時(shí)域周期性的導(dǎo)頻符號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)定時(shí)偏差估計(jì)。

本文與文獻(xiàn)在解決問(wèn)題的出發(fā)點(diǎn)上有相似之處，但解決問(wèn)題的實(shí)施過(guò)程是不同的。對(duì)于Preamble只包含一部分的OFDM系統(tǒng)，為了應(yīng)用本文所提算法，只需對(duì)頻域上的奇數(shù)子載波或偶數(shù)子載波置0即可，剩余操作與常規(guī)OFDM符號(hào)形成一樣，即IFFT變換和加CP。

2.1定時(shí)捕獲算法

定時(shí)捕獲算法找到OFDM符號(hào)的大致起始位置，為定時(shí)跟蹤算法可提供位置參考。定時(shí)捕獲算法找到的符號(hào)起始位置位于CP范圍之內(nèi)?？紤]到系統(tǒng)初始化時(shí)信道響應(yīng)的不確定性，信噪比可能較低，因此利用信號(hào)時(shí)域相關(guān)特性來(lái)估計(jì)信號(hào)的到來(lái)時(shí)刻，實(shí)現(xiàn)信號(hào)定時(shí)捕獲。圖2所示是定時(shí)捕獲算法的實(shí)現(xiàn)框圖。

這樣，接收信號(hào)可表示為：

其中，S(k)為發(fā)送信號(hào)，h(k)為信道沖擊響應(yīng)，Δfc為頻偏，fs為采樣頻率，n(k)為帶限噪聲。第k時(shí)刻，在相關(guān)累加通道和能量累加通道上的輸出分別為：

定時(shí)捕獲判決變量為：

Mk()=Ck()2/(Pk())2(12)

顯然，{M(k)}中達(dá)到最大值的時(shí)刻k0就是DFT最佳窗口邊緣，OFDM符號(hào)的起始時(shí)刻k=k0-NCP，其中NCP表示CP包含的樣值數(shù)。為了降低虛警概率，對(duì)M(k)的輸出設(shè)置門限VT，k0采用式(13)的方法獲得：

其中，A，B分別是滿足M(k)＞VT的k的極值，即A=kmin，B=kmax。

2.2定時(shí)跟蹤算法

定時(shí)跟蹤算法進(jìn)一步調(diào)整符號(hào)的同步位置，使終端鎖定的符號(hào)起始時(shí)刻與符號(hào)真實(shí)的起始位置一致。由于受多普勒頻移、采樣時(shí)鐘頻率和相位的漂移和移動(dòng)環(huán)境下多徑位置變化的影響，同步跟蹤算法需定期運(yùn)行。圖3給出了定時(shí)跟蹤算法的實(shí)現(xiàn)框圖。

以同步捕獲算法找到的位置為基礎(chǔ)，向后截取1個(gè)OFDM符號(hào)的樣值數(shù)據(jù)。按FFT窗口位置取N點(diǎn)作DFT變換，根據(jù)循環(huán)卷積特性，有：

由于終端預(yù)先知道Preamble攜帶數(shù)據(jù)信息S(n)，因而可獲得信道沖擊響應(yīng)的頻域表達(dá)式：

對(duì)應(yīng)時(shí)域?yàn)椋?

由于S(n)在頻域上為2倍抽取，所以H(n)與S(n)一樣也是頻域上2倍抽取，也就是說(shuō)h(k)具有一次周期延拓的特征，最多可以表示N/2時(shí)間內(nèi)的時(shí)域響應(yīng)。通過(guò)對(duì)hk()-NlCP到來(lái)時(shí)刻進(jìn)行檢測(cè)即可檢測(cè)到最佳定時(shí)，并確定DFT的起始時(shí)刻?？紤]到信道的多徑特性，因此，定時(shí)同步跟蹤算法鎖定的符號(hào)位置應(yīng)該是信道模型的主徑位置。

主徑位置搜索算法如下：由于首徑的能量可能較低，所以檢測(cè)時(shí)必須考慮噪聲的影響。首先可以利用能量窗的方法找出信道響應(yīng)的大致位置。其計(jì)算公式如下：

其中,En是信道響應(yīng)的時(shí)域平均能量，W1是信道響應(yīng)在當(dāng)前時(shí)刻k的能量，W是信道響應(yīng)當(dāng)前Wln個(gè)樣值內(nèi)的能量。認(rèn)為滿足2En-m且2En-m2的第一個(gè)k值是信號(hào)到來(lái)時(shí)刻，實(shí)際的首徑時(shí)刻為k-Ncp。其中的爲(wèi)和爲(wèi)為實(shí)系數(shù)。

3分析與仿真

3.1仿真條件

下面來(lái)對(duì)算法進(jìn)行仿真分析。仿真采用信道模型為AWGN+COST207典型城區(qū)信道，多普勒頻移300Hz(對(duì)應(yīng)射頻頻率2GHz,載體速度120km/h)。仿真采用的數(shù)據(jù)幀如圖4所示，每數(shù)據(jù)幀包含10個(gè)OFDM符號(hào)，9個(gè)OFDM符號(hào)均承載數(shù)據(jù)，以驗(yàn)證定時(shí)捕獲算法的抗虛假能力。終端實(shí)際收到的數(shù)據(jù)幀也如圖4所示，其中偏移量為840個(gè)樣值。

3.2仿真結(jié)果分析

圖5給出了定時(shí)捕獲算法中{M(k)}的響應(yīng)曲線。該曲線具有明顯的峰值區(qū)域，且準(zhǔn)確的定時(shí)同步位置包含在峰值區(qū)域內(nèi)?；趫D5，表1給出了不同門限作用下定時(shí)捕獲算法的誤差統(tǒng)計(jì)結(jié)果。由結(jié)果可見，門限值越高，算法鎖定的同步位置越準(zhǔn)確。

其中，縱坐標(biāo)表示捕獲到的同步位置落在CP范圍內(nèi)的概率P。顯然，1-P表示發(fā)生錯(cuò)鎖的概率。信噪比不同，算法對(duì)門限的要求不同。當(dāng)SNR＞0dB時(shí)，門限取0.4，即可保證捕獲的準(zhǔn)確概率大于0.9；當(dāng)SNR<-5dB時(shí)，為了獲得比較高的準(zhǔn)確概率，比如0.8,門限取值需大于0.6。另外,信噪比越高，滿足同等準(zhǔn)確概率的門限值可降低，但當(dāng)信噪比較高時(shí)，這種變化已不明顯，其主要原因在于受衰落信道影響較大。

圖7所示是同步跟蹤算法中相關(guān)變量的仿真曲線，其中Wln=2,歸一化門限片=0.6。由于同步跟蹤算法的運(yùn)行建立在同步捕獲算法處理的基礎(chǔ)上，因此，圖中H(k)的首徑位置大致對(duì)應(yīng)同步捕獲算法的處理偏差。定時(shí)跟蹤算法每一幀或幾幀運(yùn)行一次。

圖8所示是定時(shí)跟蹤算法的鎖定性能曲線。定時(shí)跟蹤算法建立在定時(shí)捕獲基礎(chǔ)上，其中Wln=2，歸一化門限片=0.6。圖中第1張圖表示捕獲偏差，第2張圖表示跟蹤定時(shí)偏差。可見，定時(shí)跟蹤算法具有較高的鎖定能力，鎖定誤差可達(dá)[-1，1]個(gè)樣值，滿足OFDM系統(tǒng)對(duì)同步的要求。門限值越高，捜索到的主徑位置越準(zhǔn)確，同步誤差越小。

4結(jié)語(yǔ)

OFDM系統(tǒng)同步的準(zhǔn)確性直接關(guān)系到系統(tǒng)的工作性能。采樣時(shí)鐘頻率變化引起子載波間相互干擾，造成信噪比損失。移動(dòng)環(huán)境下多徑位置生滅引起幀頭位置變化，不作幀頭位置調(diào)整，可能影響系統(tǒng)對(duì)多徑擴(kuò)展的抑制能力。本文研究了OFDM系統(tǒng)的定時(shí)同步問(wèn)題，提出了一種基于OFDM系統(tǒng)Preamble實(shí)現(xiàn)的定時(shí)同步算法。這個(gè)算法對(duì)OFDM系統(tǒng)的改動(dòng)較小，甚至不作任何修改。采用該算法可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的初始捕獲和幀頭位置修改。仿真分析表明提出的算法性能可靠，同步精度高，滿足OFDM系統(tǒng)對(duì)定時(shí)同步的要求。由于Preamble具有時(shí)間周期性，因此除了完成定時(shí)同步外，還可用于頻率同步，避免了開展頻率同步需弓入的額外開銷。為了進(jìn)一步提高頻率同步精度，Preamble字段可擴(kuò)展到4周期,甚至6周期，這取決于系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求。當(dāng)Preamble擴(kuò)展到4周期時(shí)，開展定時(shí)同步，可將前兩部分合二為一。

20211021_61714a1e920a5__移動(dòng)環(huán)境下OFDM系統(tǒng)定時(shí)同步算法