為工業(yè)、網(wǎng)絡/通信及最新的消費類應用設計負載點系統(tǒng)的工程師必須不斷地確保設計上的許多權衡?；诜至⒔鉀Q方案衡量器件的優(yōu)劣之處并將其與集成型解決方案進行比較，成為最近較為重要的權衡方法之一，因為每種選擇都有其需要權衡之處。此外，工程師還必須考慮將此選擇設計到應用及將產(chǎn)品投放到市場所需的時間。最后，系統(tǒng)可靠性、高密度及單一供應商能力也都是在選擇電源轉換器時的重要考慮因素。

除上述所有考慮之外，負載點系統(tǒng)工作在低占空比時所需的兩級功率轉換將會占用許多昂貴的電路板空間和電能，因為它將產(chǎn)生兩組級間轉換損耗。本文將對設計人員所面臨的權衡類型以及特定解決方案的優(yōu)點進行討論。

節(jié)省昂貴的電路板空間和電能

節(jié)省電路板空間和電能最有效的一種方法就是在降低輸出電容的同時，去除昂貴的外部元器件。麥瑞半導體公司(Micrel)的SuperSwitcher II系列提供了一種可供考慮的解決方案，它在尺寸僅為5mm×6mm的QFN封裝中集成了高密度的MOSFET和高性能同步PWM控制器。已獲專利的超高速控制(Hyper Speed Control)架構可在降低輸出電容的同時，獲得超快速的瞬態(tài)響應，該解決方案也使(高VIN)/(低VOUT)運作成為了可能。這一寬范圍輸入的DC-DC轉換器系列是許多工業(yè)、網(wǎng)絡/通信及高端消費類應用的極佳選擇。SuperSwitcher II系列可以消除對外部補償元件的需求，使設計變得更加緊湊、可靠且成本更低。

其他器件使用的是標準電壓模式和電流模式控制拓撲，而麥瑞半導體SuperSwitcher II系列采用的卻是已獲專利的Hyper Speed Control控制架構。這種控制拓撲使用比較器替代傳統(tǒng)的誤差放大器來開啟和關閉轉換器，這可以使外部補償環(huán)路運行更順暢，并避免與標準控制方案相關的一些問題。這些DC-DC轉換器具有一個變量控制環(huán)路，它可以逐周期地根據(jù)輸入/輸出電壓來動態(tài)調整導通時間。這意味著轉換器是以準固定頻率(pseudo-fixed frequency)模式工作。只要將開關頻率偏差保持在其標稱頻率的±20%以內，即可獲得極易預測的EMI特性，這使得濾波和其它抑制技術實現(xiàn)起來更為輕松，同時，其實現(xiàn)成本也將更為低廉。

SuperSwitcher II系列DC-DC轉換器可在任何電容器(Any Capacitor)下穩(wěn)定工作，與陶瓷或電解輸入/輸出電容均能很好搭配，這為繁忙的設計人員提供了更多的靈活性和更低的BOM成本。

設計靈活性

MIC2XXXX系列具有從4.5V至75V的寬范圍輸入電壓，并能提供低至0.8V的輸出電壓，該系列產(chǎn)品針對300kHz開關頻率下5/7/12A輸出負載電流而設計。該器件采用散熱增強型封裝，高度僅為0.85mm，可安裝于母板背面，因此是空間受限及高密度應用的理想選擇。這些DC-DC轉換器具有可擴展的通用外形，因此，設計人員僅需簡單地 “剪切和粘貼”便可完成設計，從而可以大幅降低風險并加速產(chǎn)品上市時間，這對于迅速發(fā)展的中國市場而言是一項關鍵的設計考慮因素。

表1：MIC2XXXX器件規(guī)格一覽表。

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控制方法

圖1所示為電感電流連續(xù)流動的連續(xù)傳導工作模式。輸出電壓經(jīng)分壓器R1與R2分壓后由反饋引腳FB讀取，并通過低增益跨導(gm)放大器在誤差比較器上與0.8V參考電壓VREF進行比較。如果反饋電壓下降且gm放大器輸出低于0.8V，則誤差比較器將觸發(fā)控制邏輯，生成一個導通時間周期。導通時間周期長度將由固定tON估計電路預先確定：

其中，VOUT為輸出電壓，VIN為功率級輸入電壓，fSW為開關頻率。

圖1：MIC26XXX系列內部模塊圖。

在導通時間周期完成后，內部高壓側驅動器將關斷高壓側MOSFET，而低壓側驅動器將導通低壓側MOSFET。在大多數(shù)情形下，關斷時間周期長度取決于反饋電壓。當反饋電壓降低且gm放大器輸出低于0.8V時，將觸發(fā)導通時間周期，此時關斷時間周期結束。如果反饋電壓決定的關斷時間周期小于最小關斷時間tOFF(min)，則控制邏輯將用tOFF(min)來取代。tOFF(min)是在升壓電容(CBST)中維持足夠的能量來驅動高壓側MOSFET時所必需的時間。從tOFF(min)獲得的最大占空比為：

　　  ，其中tS=fSW。

在穩(wěn)態(tài)工作時，最好不要使器件的關斷時間接近tOFF(min)。另外，在像24V到1.0V的高VIN到VOUT應用中，最小tON會導致較低的開關頻率。在負載瞬變過程之中，由于關斷時間變化，開關頻率也將改變。

為更好地解釋控制環(huán)路工作情況，現(xiàn)在將穩(wěn)態(tài)與負載的瞬態(tài)情況都討論一下。為了便于分析，假設gm放大器增益為1，這樣，誤差比較器的反向輸入與反饋電壓相同。

圖2為穩(wěn)態(tài)工作時的控制環(huán)路時序。穩(wěn)態(tài)時，gm放大器通過檢測反饋電壓紋波(此紋波與輸出電壓紋波及電感電流紋波成比例)，來觸發(fā)導通時間周期。導通時間由tON估計電路預定，關斷時間終止由反饋電壓控制。在反饋電壓紋波的底部(VFB下降到低于VREF時產(chǎn)生)，關斷周期結束，控制邏輯電路觸發(fā)下一個導通周期。

圖2：穩(wěn)態(tài)響應。

圖3a與3b顯示了傳統(tǒng)PWM控制拓撲與麥瑞半導體Hyper Speed控制拓撲的負載瞬變工作情況。在標準的PWM控制方法中，負載瞬變時，占空比將增加，并且在維持開關頻率相對不變的同時，輸出需要一個完整的開關周期來響應。使用Hyper Speed控制拓撲，開關頻率將在負載瞬變過程中改變，而一旦輸出穩(wěn)定在新的負載電流水平，則將恢復標稱固定頻率。由于占空比和開關頻率發(fā)生變化，因此輸出恢復時間很快，并且輸出電壓偏差小到可以忽略不計。

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圖3：PWM控制拓撲與Hyper Speed控制拓撲的負載瞬態(tài)相應情況對比。

SuperSwitcher II系列使用輸出電壓紋波來觸發(fā)導通時間周期。這與真正的電流模式PWM控制有極大不同。如果輸出電容的ESR(等效串聯(lián)電阻)足夠大，則輸出電壓紋波將與電感電流紋波成比例，見圖4和圖5?？刂骗h(huán)路具有無需斜坡補償?shù)暮锰帯?/p>

圖4：開關頻率。

 
圖5：開關頻率。

為滿足穩(wěn)定性要求，反饋電壓紋波必須與電感電流紋波同相。它還必須大到足夠讓gm放大器和誤差比較器檢測到。推薦的反饋電壓紋波為20mV~100mV。如果選用具有低ESR的輸出電容，則反饋電壓紋波可能太小而無法被gm放大器和誤差比較器檢測。此外，如果輸出電容ESR太低，則輸出電壓紋波和反饋電壓紋波并不一定會與電感電流紋波同相。在這些情況下，則必須采用紋波注入的方法來確保正常工作。見圖6和圖7。

 
圖6：瞬態(tài)響應。

 
圖7：效率與輸出電流關系圖。

本文小結

綜上所述，對于負載點應用和需要高性能復雜電源管理的產(chǎn)品而言，麥瑞半導體的SuperSwitcher II系列強化了自適應導通時間(AOT)控制架構的優(yōu)點。這些DC-DC轉換器結合了尺寸小、效率高、瞬態(tài)響應超快和功率密度及設計靈活性高的特色，將幫助電源設計人員縮短設計周期以滿足業(yè)界最嚴苛的上市時間需求。