高功率以太網(wǎng)供電( HPOE)標準至今仍未確定。多數(shù)人所期望的標準是：供電電壓增至 53VDC 、每根線的可用電流達到 750mA 、電纜總阻抗不超過 12.5 歐姆。如果有人期望設(shè)計成 46VDC (標稱 48V)電壓、720mA電流、電纜阻抗為 12.5 歐姆，那或許將是最差的情形。因為在 720mA 時，電纜會產(chǎn)生9VDC 的壓降，剩下可用于工作的電壓為37VDC。這樣電纜末端的輸出功率約 26.6W ，緊隨其后的典型功率電路只能產(chǎn)生略高于 20W的功率 。不幸地是針對許多應(yīng)用來說，這仍不是充足的功率。一個解決辦法是使用多個以太網(wǎng)線，但這會出現(xiàn)功率分配問題。下面的例子為該問題作了解答。

傳統(tǒng)的 HPOE 接口由一個極性保護橋式整流器和一個帶有以太網(wǎng)供電接口的熱插拔部件組成。在HPOE接口之后是一個能提供穩(wěn)定輸出的隔離轉(zhuǎn)換器。最好的情況是這些輸出不依賴于負載，而且它們均具有良好的瞬態(tài)響應(yīng)。那些在當時看來做出過貢獻的典型設(shè)計采用了隔離式反饋來產(chǎn)生電壓(典型值為 5.0VDC)，該電壓然后轉(zhuǎn)換成所需的其它電壓值。通常，多個輸出試圖共用一個反饋環(huán)路，但如果這樣的話穩(wěn)壓將更多地依賴于負載。無論是哪種情況，橋式整流器和轉(zhuǎn)換器的損耗將帶來十分糟糕的效率。而且，隔離反饋環(huán)路也將產(chǎn)生十分糟糕的瞬態(tài)響應(yīng)。令人遺憾的是， 就HPOE來說，其整體要點是要在不犧牲性能的前提下從盡可能少的以太網(wǎng)網(wǎng)線上獲取更多的有用功率。

示例介紹了 HPOE 接口和功率轉(zhuǎn)換器，我們可以從二者獲取百分之幾的額外效率，并提供卓越的瞬態(tài)響應(yīng)。圖 1給出了一個 47W 輸出雙以太網(wǎng)線對設(shè)計中的兩種 HPOE 接口之一。兩個 N- 溝道和兩個 P- 溝道 MOSFETs 構(gòu)成每個具有最低損耗的橋式整流器。每個 MOSFET 由一個來自相反極性輸入線的 150K 電阻偏置成導(dǎo)通(ON)狀態(tài)。柵極受低電流齊納二極管(測試電流等于 50uA)保護。只有具有正確極性的兩個 MOSFETs 才會導(dǎo)通。 MOSFETs的漏 - 源二極管作為橋式整流器直到 150K 電阻能夠?qū)?MOSFETs 的柵極充電。集成的 HPOE 接口有助于簡化電路，并提供所有必需的接口和熱插拔功能。

圖1：HPOE接口/熱插拔。

圖2：直流-直流轉(zhuǎn)換器。

圖2是兩個直流-直流轉(zhuǎn)換器中的一個。有源鉗位前向轉(zhuǎn)換器可提供非常高的效率，并能消除隔離式反饋的需求。 LM5020 有源鉗位控制器具有控制最大工作系數(shù)的功能。在電容(C4)上會產(chǎn)生一個斜坡，進而控制工作系數(shù)。如果 C4 通過一個電阻( R2)與輸入電壓相連，則工作系數(shù)與輸入電壓成反比例關(guān)系，并產(chǎn)生一個近乎恒定的輸出電壓。幸運地是，無需反饋且能提供卓越穩(wěn)壓性能的 1% 精度電容在今天僅需幾美分。由于除去了這些器件，因此設(shè)計不再會有各種電流檢測或限制引起的任何損耗。前向轉(zhuǎn)換器之前的熱插拔部件中的電流限制以及輸出端的后穩(wěn)壓器中的電流限制可提供充分的保護，并簡化設(shè)計。通過模仿穩(wěn)壓次級側(cè)整流器/電感電路來提供一個具有良好穩(wěn)壓特性的 Vcc 。 LM5025 控制器所需電流僅約 10mA ，因此需要很大值的電感來防止峰值充電，因為整流器并不同步。但由于電流非常小，因此可用一個直流阻抗( DCR)約 32 歐姆且封裝很小的電感。從高輸入電壓供電的線性穩(wěn)壓器具備這個功能，但功率損失相當大，而成本卻相當。

雖然變壓器是標準的 3.3VDC 電壓輸出單元，但前饋穩(wěn)壓卻設(shè)置為 3.75VDC 。當串聯(lián)連線時可提供標稱7.5VDC 的電壓，這可為降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器提供一個良好的中間總線電壓。由于最小電壓比變壓器的額定值高出約 12% ，因而我們可以很容易的將輸出也設(shè)置得高一些。對于給定功率的情形，這樣做可降低工作電流，并且在變壓器的主次級中節(jié)省約 25% 的銅線損耗。

同步整流器MOSFET要求選擇最佳的RDS(on)對柵極電荷值。MOSFET導(dǎo)通是通過 R15 和 R16 兩電阻緩慢完成的，由于 D3 和 D4 (不能使用信號二極管)的原因關(guān)斷卻是很快的。這有助于同步整流器在最佳時刻實現(xiàn)切換。在C18和C12所示的一側(cè)只需要使用一個緩沖器。要密切留意所有電感的 DCR 值。輸出端用到的電感 L3 的 DCR 值僅為 4.2 毫歐，但是僅其 DCR 的功率損耗就占到整個系統(tǒng)功率損耗的 0.4% 。有相當多的電感能夠滿足電流要求，它們的 DCR 值是 12 到 16 毫歐。整個設(shè)計中僅有兩類電感能夠攜帶超過幾毫安的電流，第一類是剛才所討論的 3.0uH 電感；另一類是 4.7uH 電感，該電感總是攜帶小于 2A 電流，其額定 DCR 值為 9.5 毫歐。不要因為沒有核對這些參數(shù)而失去了整個或更多的效率。上述這些參數(shù)對電解電容是同樣有效的。由于鋁聚合電容具有極小的等效串聯(lián)阻抗( ESR)，因此建議采用該類型電容。

為了提供固有的功率分配，需要將兩個轉(zhuǎn)換器的輸出端串聯(lián)起來，圖3就是這種配置。測試用的設(shè)計僅提供 5.0VDC 和 12.0VDC 兩個輸出電壓值，但另外的輸出電壓可以很容易的添加上去。如果每個后級穩(wěn)壓器的效率是一樣高的話，則整體效率將會保持在相同的水平，而與輸出電壓的總數(shù)目無關(guān)。

圖3：轉(zhuǎn)換器輸出端串聯(lián)配置。

圖 4 是可提供 5.0VDC 電壓、 7A 電流的同步降壓轉(zhuǎn)換器。在該輸出范圍內(nèi)，這是一種典型的降壓轉(zhuǎn)換器。所使用的 MOSFETs 具有和有源鉗位同步整流器類似的要求，因此使用相同的MOSFET。通過電感周圍的 DCR 檢測電路提供電流檢測。電流檢測電阻只會造成能量的浪費，并且成本也是相當昂貴。

圖4：同步降壓轉(zhuǎn)換器。

DCR 電流檢測受制于繞線電感中銅線的溫度系數(shù)。 R49 和 RT1 提供溫度補償， RT1 應(yīng)盡可能靠近電感的輸出端放置，而 PCB 版圖的設(shè)計應(yīng)盡量將熱敏電阻和電感線圈保持在相同的溫度。在有源鉗位級電路中也使用相同的電感。由于穩(wěn)定的 Vcc 可通過 R41 來決定系統(tǒng)工作頻率，因此為保持 Vcc 的穩(wěn)定，需要從 12V 穩(wěn)壓器引入偏置電壓。內(nèi)部穩(wěn)壓器很容易在7.5V或以下電壓工作，然后二極管與來自5V輸出的小型電壓倍增器進行并聯(lián)。偏置電壓 Vbias 應(yīng)是 8.0V 到 15.0VDC 。

圖5是一個可提供 12.0VDC 電壓、 1A 電流的非同步升壓轉(zhuǎn)換器。它是一個很普通的設(shè)計，但有一點值得一提。如果將升壓轉(zhuǎn)換器的輸出端短路，則它不能阻止短路作用到輸入電壓，因為沒有在線開關(guān)阻止它。如圖所示，有時用一個可快速起作用的保險絲阻止任何意外的發(fā)生倒是個挺不錯的主意。

圖5：非同步升壓轉(zhuǎn)換器。

最終結(jié)果不僅提供優(yōu)良的性能和性價比，而且能提供任意數(shù)量的不同輸出電壓。經(jīng)測試，圖示的設(shè)計在 37VDC 電壓輸入下的效率為 87.6% ；在低線路輸入條件下，該設(shè)計可提供約 47W 的穩(wěn)壓輸出。這個 87.6% 是從以太網(wǎng)連接器到穩(wěn)壓輸出端。不管是否使用了兩個串聯(lián)轉(zhuǎn)換級電路，實際功率級電路提供的效率正好在 90% 以下。由于缺少隔離式反饋，因此也可輕松的定制該設(shè)計，而不必擔心隔離反饋環(huán)路的穩(wěn)定性補償問題。降壓和升壓后端穩(wěn)壓器的補償通常很容易實現(xiàn)。

該特例采用了一個 7.5V 的中間總線。在某些情況下可能更適合使用較低的總線電壓；在本例中，為了實現(xiàn)最佳效率，輸出端的串行連接將迫使單個供電電壓降到很低。如果那樣的話最好是將兩個功率級電路并聯(lián)起來，這個方法要求在電源軌之間采用某種形式的有效功率共享。當然，限制設(shè)計將兩個供電單元并聯(lián)使用是毫無道理的。事實上，對可用于供電的以太網(wǎng)網(wǎng)線的數(shù)量沒有任何理論限制。并行配置的一個優(yōu)點是：可提供內(nèi)置冗余，如果一根線斷開了仍然具有較低的供電能力。該電路已開發(fā)出來，但在此不作贅述。