摘要：簡要介紹了快速熱插拔器件TPS230l的主要特點，給出了一種基于TPS230l的熱插拔控制電路的設計方法，同時就設計要點進行了詳細的分析。
關鍵詞：熱插拔；TPS2301；MOSFET；電流感應電阻

O 引言
    隨著現(xiàn)代通信網(wǎng)絡的快速發(fā)展，一般都會要求在整個使用周期內(nèi)具有接近零的停機率，因此，在更換和維護故障電路時，通常都希望在不影響系統(tǒng)工作的情況下帶電插拔操作。當一塊插件板插入工作背板或者從工作背板拔出時，插件板上附加電容的充放電往往會給工作背板提供一個低阻抗，此時背板到插件板的高涌入電流就可能會燒毀連接器和電路元件，或者暫時將整個工作電壓拉低而導致系統(tǒng)重啟。
    所謂熱插拔(Hot Swap)，就是允許用戶在不關閉系統(tǒng)或不切斷電源的情況下取出和更換損壞的部件，從而提高系統(tǒng)對災難的及時恢復能力、增強擴展性和靈活性。熱插拔過程一般可分為三個步驟：一是物理連接過程，分插入和拔出兩種情況；二是硬件連接過程，主要指的是與系統(tǒng)相連的硬件層的電氣連接；三是軟件連接過程，主要指的是與系統(tǒng)相連的軟件層的連接。
    本文所討論的熱插拔主要是利用TPS2301芯片來針對硬件的熱插拔控制，即在帶電狀態(tài)下可以安全地插拔電路板。

1 TPS2301簡介
    TPS2301是TI公司生產(chǎn)的一款使用外部N-通道MOSFET作為電源控制主開關來進行快速熱插拔的雙通道器件。該器件中的INl通道允許的輸入電壓為3～13 V；IN2通道允許的輸入電壓為3～5．5 V。TPS2301芯片同時具有過流保護、浪涌電流限制、電源輸出狀態(tài)指示等功能，另外該芯片還具有5μA維持電流、20管腳TSSOP封裝、-40～85℃工作溫度范圍、以及具有靜電保護等特點。

2 系統(tǒng)電路
    本文所介紹的熱插拔控制電路系統(tǒng)框圖如圖1所示。由圖1可見，本系統(tǒng)主要包括三個主要器件，即用作電源控制主開關的N通道MOSFET、測量電流的檢測電阻以及熱插拔控制器。

3 設計要點
    本設計使用TPS2301的INl通道來進行分析。假定設計的輸入電壓為12 V，后端負載功率為100 W。下面介紹其設計要點。[!--empirenews.page--]
3．1 正常電壓輸出門限設置
    正常輸出電壓門限可由VSENSEl管腳來控制，而VSENSEl管腳電壓則由跨接在輸出V01與GND間的電阻RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM分壓獲得。
    將該電壓與芯片內(nèi)部的參考電壓(1．225 V±2％)進行比較，可確定實際輸出電壓是否在輸出允許范圍之內(nèi)。例如輸出電壓為12 V，允許調(diào)整范圍為±lO％，那么，輸出電壓的最低要求為10．8V，因此，可以此計算出反饋電阻RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM的取值要求。
    在選擇RVSENSE1_TOP和RVSENSE1_BOTTOM阻值時，應盡可能選擇阻值比較大的電阻(10 kΩ以上)，這樣能有效減少不必要的電源損耗。當V01小于V01min時，PWRGDl的輸出將置低，直到V01輸出正常。
3．2 感應電阻RSENSE與過流限制電阻RISET1的選擇
    檢測電阻RSENSE的取值應根據(jù)后端負載的最大工作電流來選取。假定過流電流ILMT1=11A，那么，在選擇檢測電阻時，就必須選擇允許通過電流范圍大于11A的檢測電阻，并確保檢測電阻上的自身功耗不超過其額定功率。本設計選擇的檢測電阻的內(nèi)阻為0．003Ω，自身允許功耗為l W。表1提供了部分檢測電阻的規(guī)格和指標。

    選定檢測電阻后，即可根據(jù)以下公式來確定過流限制電阻RISET1的大小。

3．3 MOSFET的選擇
    選擇合適的MOSFET的第一步是選定VDS和ID標準。對于12 V系統(tǒng)來說，VDS應為30 V或40V，這樣可以處理可能損壞MOSFET的瞬變。MOSFET的ID應遠大于所需的最大值，圖2所示是MOSFET的SOA圖。事實上，在大電流應用中，最重要的指標之一是MOSFET的導通電阻RDSON。較小的RDSON能確保MOSFET在正常工作時具有較小的功耗，并在滿負載條件下產(chǎn)生最少的熱量。

    為防止MOSFET過熱，應考慮MOSFET在直流負載條件下的功耗。隨著MOSFET溫度的升高，通常額定功率將會減小或降額，此外，在高溫下工作時，MOSFET的使用壽命也會縮短。
    本設計選擇的MOSFET型號為IRLR3103，其中VDSS為30 V；RDS(ON)為0．019 Ω；ID為46 A。這樣，根據(jù)后端負載最大電流為11A就可以計算出MOSFET上所損耗的功率：
   
    查詢TRLR3103數(shù)據(jù)手冊可得出RTHIJ=50℃／W，由于MOSFET需要消耗約2．3W的功率，因此，最壞條件下，其溫度可能上升到高于室溫的115℃。降低這個數(shù)值的一種方法是并聯(lián)使用兩個或更多的MOSFET，這樣能有效降低RDS(0N)，從而降低MOSFET的功耗。使用兩個MOSFET時，  假設電流在器件間均勻匹配(允許一定的容差)，那么，每個MOSFET的溫度升高最大值為29℃。
    假設室溫TA為25℃，再加上這個溫度上升值，那么每個MOSFET的最大溫度為54℃。[!--empirenews.page--]
    為了保證MOSFET在最壞條件下能安全工作，設計時還必須進行一定的降額設計。圖2中的MOSFET的SOA圖是在室溫25℃時的結果，而系統(tǒng)的實際工作溫度肯定不會一直維持在25℃。假設系統(tǒng)工作的最高環(huán)境溫度為50℃，那么，就必須重新測試出50℃情況下的SOA曲線。
    首先，計算25℃下的功耗：
   
    其中，RTHJC可從MOSFET數(shù)據(jù)手冊中查詢到?，F(xiàn)對環(huán)境溫度50℃下的功耗進行同樣的計算：
   
    這樣，MOSFET的降額系數(shù)可通過下式計算：
   
    為了反映調(diào)節(jié)過的額定功率，需要把表示施加最大功率的時間值的對角線向下平移。現(xiàn)使用1 ms線來舉例說明其曲線原理。例如，在這條線上取一點，如(30 V，10 A)，這點的功率為300W，那么，在30 V，降額后的功率所對應的電流為7．14 A，這樣，在SOA圖上，這點將確定新的50℃降額后的l ms線。使用同樣的辦法可確定新的10 ms以及100μs線等。
3．4 定時電容的選取
    在圖2中沿IMAX≈11 A畫一條水平線，再沿VMAX≈13．2V畫一條垂直線，并確定它們與黑色實線的交叉點。這些交叉點所指示出的1 ms與10ms之間的某個時間，也許是3 ms，就是應選擇的時間。在對數(shù)坐標圖的小范圍內(nèi)，一般很難獲取準確的數(shù)值，因此，要進行慎重的選擇，并要考慮到這些選擇對性能以及價格等其它標準的影響，同時要確保留有足夠的容差。
    小于3ms的定時器足以保護MOSFET，如果選定的時間恒定為3 ms，則定時電容就可通過下公式獲得：
   
3．5 最終設計電路
    根據(jù)上述分析，最終得到的基于TPS2301芯片的熱插拔控制電路如圖3所示。

4 結束語
    該電路經(jīng)實際應用，在對故障電路板進行插拔時，設備中的其他電路板可以保持正常工作，設備性能不受影響，故可證明，該設計符合實際使用要求。