連接/參考器件

連接/參考器件

ADL5380

400 MHz至6,000 MHz正交解調器

ADA4940-2

超低功耗、低失真ADC驅動器

AD7903

雙通道、差分、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC

ADR435

超低噪聲XFET 5.0 V基準電壓源，具有吸電流和源電流能力

評估和設計支持

電路評估板

ADL5380評估板(ADL5380-EVALZ)

ADA4940-2評估板(ADA4940-2ACP-EBZ)

AD7903評估板(EVAL-AD7903SDZ)

系統(tǒng)演示平臺(EVAL-SDP-CB1Z)

電路功能與優(yōu)勢

圖1中的電路可精確地將400 MHz至6 GHz RF輸入信號轉換為相應的數(shù)字幅度和數(shù)字相位。 該信號鏈可實現(xiàn)0°到360°相位測量，900 MHz時精度為1°。 該電路采用一個高性能正交解調器、一個雙通道差分放大器以及一個雙通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模數(shù)轉換器(SAR ADC)。

圖1. 用于幅度和相位測量的簡化接收器子系統(tǒng)(未顯示所有連接和去耦)

電路描述

正交解調器

正交解調器提供一個同相(I)信號和一個正好反相90°的正交(Q)信號。 I和Q信號為矢量，因此，可以用三角恒等式計算接收信號的幅度和相移，如圖2所示。 本振(LO)輸入為原始發(fā)射信號，RF輸入為接收信號。解調器生成一個和差項。 RF和LO信號的頻率完全相同，ωLO = ωRF，因此，結果會過濾掉高頻和項，差項則駐留于直流。接收信號的相位(φRF)與發(fā)送信號的相位(φLO)有所不同，該相移可表示為φLO - φRF。

真實I/Q解調器具有許多缺陷，包括正交相位誤差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有這些都會導致解調信號質量下降。要選擇解調器，首先確定RF輸入頻率范圍、幅度精度和相位精度要求。

ADL5380解調器采用5 V單電源供電，可接受400 MHz至6 GHz范圍內的RF或IF輸入頻率，從而成為接收器信號鏈的理想選擇。根據(jù)配置，可提供5.36 dB電壓轉換增益，ADL5380的差分I和Q輸出可以把2.5 V p-p差分信號驅動至500 Ω負載。 在900 MHz時，其噪聲系數(shù)(NF)為10.9 dB，一階交調截點(IP1)為11.6 dBm，而三階交調截點(IP3)為29.7 dBm，動態(tài)范圍出色;而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡則可實現(xiàn)杰出的解調精度。ADL5380采用高級SiGe雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。

ADC驅動器和高分辨率精密ADC

ADA4940-2全差分雙通道放大器具有出色的動態(tài)性能和可調輸出共模電壓，是驅動高分辨率雙通道SAR ADC的理想之選。ADA4940-2采用5 V單電源供電，以2.5 V共模電壓提供±5 V差分輸出。 根據(jù)配置可提供2倍增益(6 dB)，并把ADC輸入驅動至滿量程。RC濾波器(22 Ω/2.7 nF)可限制噪聲，減少來自ADC輸入端容性數(shù)模轉換器(DAC)的反沖。ADA4940-2采用專利的SiGe互補雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。

AD7903雙通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，F(xiàn)S增益誤差為±0.006%，失調誤差為±0.015 mV。AD7903采用2.5 V單電源供電，1 MSPS時功耗僅為12 mW。使用高分辨率ADC的主要目標是實現(xiàn)±1°的相位精度，尤其是當輸入信號的直流幅度較小時。 ADC所要求的5 V基準電壓源由ADR435低噪聲基準電壓源產生。

圖2. 利用正交解調器測量幅度和相位

圖注：

Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差項(直流)

Sum term gets filtered：和項被過濾掉

常見變化

使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解調器可將電路的頻率范圍擴展至較低頻率。

根據(jù)具體的應用，可能需要在解調器和ADC之間使用放大器，也可能不需要。ADL5380能夠與AD7903直接接口，因為這兩個器件的共模電壓是兼容的。 如果使用共模電壓不在解調器范圍內的另一個ADC，那么就需要用一個放大器，以最少的功率損失實現(xiàn)電平轉換。

AD798x和AD769x系列ADC可用作AD7903的替代器件。[!--empirenews.page--]

電路評估與測試

如圖3所示，接收器子系統(tǒng)利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評估套件實現(xiàn)。 這些電路組件針對子系統(tǒng)中的互連優(yōu)化。 兩個高頻鎖相輸入源提供RF和LO輸入信號。

表1總結了接收器子系統(tǒng)中各個組件的輸入和輸出電壓電平。 在解調器的RF輸入端，11.6 dBm的信號產生的輸入在ADC滿量程范圍的-1 dB之內。 表1假定ADL5380的負載為500 Ω，轉換增益為5.3573 dB，電源增益為- 4.643 dB;假定ADA4940-2增益為6 dB。 該接收器子系統(tǒng)的校準程序和性能結果將在后續(xù)章節(jié)討論。[!--empirenews.page--]

表1. 圖1中的輸入和輸出電壓電平

接收器子系統(tǒng)誤差校準

接收器子系統(tǒng)有三個主要誤差源： 失調、增益和相位。

I和Q通道的各個差分直流幅度與RF和LO信號的相對相位存在正弦關系。 因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通過以下方式計算得到：

電壓ICHANNEL = 最大I/Q輸出 × cos(θ) (3)

電壓QCHANNEL= 最大I/Q輸出 × sin(θ) (4)

隨著相位移過極化坐標，理想狀況下，有些位置會產生相同的電壓。 例如，I(余弦)通道上的電壓應與+90°或-90°相移相同。 然而，對于本應產生相同直流幅度的輸入相位，恒定相移誤差(不受RF和LO的相對相位影響)會導致子系統(tǒng)通道產生不同結果。 這種情況如圖4和圖5所示，其中，當輸入應為0 V時，結果產生了兩個不同的輸出碼。這種情況下，-37°的相移遠遠大于含有鎖相環(huán)的真實系統(tǒng)的預期值。 結果，+90°實際上表現(xiàn)為+53°，-90°表現(xiàn)為-127°。

圖3. 接收器子系統(tǒng)評估平臺

表2. 0 dBm RF輸入實測相移

通過10個步驟從-180°到+180°收集結果，其中，未校正數(shù)據(jù)產生圖4和圖5所示橢圓形。通過確定系統(tǒng)中的額外相移量，可以解決該誤差問題。 表2顯示，系統(tǒng)相移誤差在整個傳遞函數(shù)范圍內都是恒定不變的。

系統(tǒng)相位誤差校準

對于圖3所示系統(tǒng)，當步長為10°時，平均實測相移誤差為-37.32°。在已知該額外相移時，可以算出經調整的子系統(tǒng)直流電壓。 變量φPHASE_SHIFT定義為觀測到的額外系統(tǒng)相移的平均值。 相位補償信號鏈中產生的直流電壓可以計算如下：

電壓ICHANNEL = 最大I/Q輸出 × (cos(θTARGET)cos(φPHASE_SHIFT) - sin(θTARGET)sin(φPHASE_SHIFT)) (5)

電壓QCHANNEL = 最大I/Q輸出 × (sin(θTARGET)cos(φPHASE_SHIFT) + cos(θTARGET)sin(φPHASE_SHIFT)) (6)

對于給定的相位設置，等式5和等式6提供了目標輸入電壓。 現(xiàn)在，子系統(tǒng)已線性化，可以校正失調誤差和增益誤差了。圖4和圖5中同時顯示了線性化的I和Q通道結果。對數(shù)據(jù)集進行線性回歸計算，結果將產生圖中所示最優(yōu)擬合線。 該擬合線為各個轉換信號鏈的實測子系統(tǒng)傳遞函數(shù)。

圖4. 線性化的I通道結果

圖5. 線性化的Q通道結果