1.前言

許多有經(jīng)驗的設計人員都知道，通過簡單地將補償引腳連接在一起，使用峰值電流模式控制器通常更容易實現(xiàn)均流。我們可以通過這種方式獲得合理的精度，因為電流模式控制器上的補償電壓與峰值電感電流成正比，后者與輸出電流有關。將補償引腳連接在一起可確保相間電流的均勻分布。

然而，當使用兩個電壓模式控制器時，事情就沒有那么簡單和直接了。因此，在這篇博文中，我將討論一種讓兩個電壓模式控制器均勻共享的方法。

2.電壓模式控制與電流模式控制

電壓模式控制 (VMC) 與電流模式控制 (CMC) 的優(yōu)缺點是熱門討論話題。VMC 與 CMC 相比有幾個優(yōu)點，因為使用 CMC，高 di/dt 逐周期電流信息被注入反饋回路，以生成呈現(xiàn)給脈寬調制 (PWM) 比較器的斜坡電壓；該信號與誤差電壓進行比較。VMC 在內部生成其斜坡，因此不太容易出現(xiàn)噪聲和占空比抖動。

需要將逐周期電流饋入反饋回路以生成斜坡，需要對電流信息進行濾波，這一過程稱為前沿消隱。前沿消隱影響最小可控導通時間，并在數(shù)據(jù)表中指定為 Ton min。Ton min (max) 是在高降壓比設計中經(jīng)常仔細檢查的規(guī)格，因為它是轉換器功率級必須超過的最小可控導通時間。VMC 通常可以實現(xiàn)非常小的占空比控制，而不會受到相對較大的前沿消隱時間的影響。

3.電流不平衡

因此，針對最初的問題，“你能將兩個電壓模式降壓控制器的輸出連接在一起嗎？”，兩相中的一相可能會達到電流限制，因為給定不同的電壓，一相的輸出將電流注入另一相每個階段的設定點。即使輸出設定點沒有不同，各相也不太可能均勻共享，并且不平衡會導致兩相中的一相提供比另一相更多的電流，而一相比另一相更熱。為了讓相位均勻分配，我們必須首先測量電流。

4.DCR 電流檢測

直流電阻 (DCR) 感測是一種測量每相電流的方法，不會增加額外的損耗或成本。使用電感兩端的電阻電容 (RC)，如圖 1 所示，C1 上檢測到的 Cs 電壓與電感繞組的 LDCR 上檢測到的電壓成正比。檢測到的電壓也與輸出電流成正比。

圖 1：DCR 電流檢測

5.電流共享

圖 2 顯示了兩相 VMC 同步降壓控制器的均流電路。差動放大器確保 VCsmstr 和 VCsslv 的電壓相等。例如，如果主相電流大于從相，放大器負輸入端的電壓將導致放大器輸出（Vinj）下降。注入電阻 (Rinj) 處的電壓下降將導致從相電壓升高。從相中增加的電流將減少主相中的電流。我建議選擇 Rin 和 Rfb，這樣如果兩個相位都匹配良好且均勻，則放大器輸出端的電壓 (Vinj) 等于控制器的參考電壓，并且反饋節(jié)點上沒有電流源或灌電流。

均流電路不考慮兩相的 LDCR 不匹配。如果初始 LDCR 精度不匹配，則相位之間的電流將不匹配。然而，這種不匹配會在一定程度上實現(xiàn)自我平衡。較低 LDCR 階段的電流將更高，并且由于溫度較高，違規(guī)階段的 LDCR 將增加并朝著正確的方向調整共享。如果我們需要卓越的匹配，我們可以使用電流檢測電阻代替 DCR 檢測。

圖 2：具有 DCR 電流感應的均流

6.電流檢測放大器示例

再次查看圖 2，考慮雙通道 12V 輸出，其中兩相之間的輸出電流均平衡為 10A，LDCR 為 12mΩ。

假設 C1 和 C2 兩端的電壓分別等于電流乘以每個通道的 LDCR。見等式 1：

公式 2 將放大器正輸入端的電壓表示為：

公式 3 假設理想運算放大器的輸入電壓相等：

公式 4 將流過 Rfb 的電流表示為：

其中欠平衡負載V(Cs slv ) = V(C mstr )和I Rfb = 20.2μA。

為了在平衡條件下沒有電流提供給反饋節(jié)點，放大器的輸出必須為 0.8V，這恰好是 TI LM5145 降壓控制器的參考電壓。所以等式5和6是：

如果相位之間存在不平衡，輸出電壓將調整為高于或低于 0.8V 反饋電壓。如果 Vout 小于反饋電壓——比如 0.7V（由于流入主設備的電流量大于從設備）——放大器將從反饋節(jié)點吸收電流，從設備的輸出電壓將調整到高于設定點根據(jù)公式 7 計算反饋電阻：

從機的輸出電壓將從 12V 增加到 12.2V，重新平衡每個相位的電流。

檢流放大器需要高頻衰減；一個電容器與反饋電阻器 Rfb 并聯(lián)。

圖 3 顯示了使用最接近的首選值的電流檢測放大器的實際設計。

圖 3：電流檢測放大器設計

綜合起來——交錯降壓應用中的 LM5145 控制器

圖 4 和圖 5 顯示了在具有電流平衡的交錯應用中配置的兩個 LM5145 電壓模式同步降壓控制器。正如我所討論的，一個檢測 LDCR 兩端電壓降的差動放大器實現(xiàn)了電流平衡。LM5145 的某些功能可以輕松實現(xiàn)兩相交錯降壓。LM5145 在啟動時實施二極管仿真，并確保一相中的電流不會流入另一相。如果相位之間出現(xiàn)任何電流不平衡，電流檢測放大器將調整從屬電壓高于或低于其設定值，以確保相位負載均勻。

LM5145 的另一個優(yōu)點是軟啟動和跟蹤輸入引腳。軟啟動會減慢啟動時間并最大限度地減少啟動期間的電流失配。除了軟啟動之外，我們還可以使用跟蹤功能作為選項來精確排列兩個階段之間的啟動和穩(wěn)定時間。LM5145 的另一個有益功能是同步輸入和同步輸出功能。同步輸入確保兩個階段同步。同步輸出可確保時鐘的 180 度相移，從而消除降壓級輸入電流的均方根 (RMS) 紋波電流，并顯著降低輸入電容器所需的 RMS 紋波電流額定值.

圖 4：LM5145 主相

圖 5：LM5145 和電流檢測放大器從相

結果

圖 6 顯示了上述示例的測量結果。  

圖 6：曲線顯示在 24Vin、12Vout 在 11A 時幾乎 97% 的峰值效率

圖 7 顯示了兩相之間測得的均流精度。

圖 7：顯示電流共享的曲線：主機為 -2.5%，從機為目標的 +2.6%

圖 8 顯示了穩(wěn)態(tài)條件下各相的開關節(jié)點和電感電流。

圖 8：穩(wěn)態(tài)性能：Vswitch 為 48V，電感電流為 20A 負載（通道 1 = Vswitch 主，通道 2 = Vswitch 從，通道 3 = 電感電流主，通道 4 = 電感電流從）

圖 9 顯示了負載階躍期間的動態(tài)性能，顯示了在此瞬態(tài)條件下電感電流如何在相位之間共享。

圖 9：動態(tài)性能：48Vin 瞬態(tài)響應從 5A 到 15A (1A/μs)（通道 2 = Vout，通道 3 = 電感電流主，通道 4 = 電感電流從），Vout 擾動 = 100mV

7.結論

本文介紹了如何在需要更高電流和更高效率的雙相應用中使用 LM5145 同步降壓控制器進行設計。使用具有特定功能（例如預偏置啟動（二極管仿真）和 SYNC IN/OUT 功能）的電壓模式控制器可以實現(xiàn)相對簡單的實現(xiàn)。VMC 與 CMC 相比具有無抖動、高電流性能和以更高降壓比轉換電壓的能力。與使用電流模式控制的解決方案相比，這種采用 LM5145 的實施方案不會增加額外的復雜性、成本或功耗。