測量系統(tǒng)中的電流是監(jiān)控系統(tǒng)狀態(tài)的基本但強大的工具。借助先進的技術(shù)，電子或電氣系統(tǒng)的物理尺寸大大縮小，降低了功耗和成本，而在性能方面并沒有太大的折衷。每個電子設(shè)備都在監(jiān)控自己的健康和狀態(tài)，這些診斷提供了管理系統(tǒng)所需的重要信息，甚至決定了其未來的設(shè)計升級。

越來越需要測量系統(tǒng)中從微小電流水平到幾安培電流的各種電流。例如，在以下情況下可以看到確定系統(tǒng)中電流或消耗的高動態(tài)范圍：

1. 睡眠/非活動電流，用于確定除正常操作之外的整體負載性能和電池/電源功率估計。

2. ATE/測試環(huán)境需要處理微小/低微安電流水平以安培電流水平，從而需要研發(fā)或生產(chǎn)水平測試。

3. 生產(chǎn)車間環(huán)境以捕捉生產(chǎn)問題（IC 下的助焊劑、不必要的焊接短路或開路）以及正常的操作功能測試。

4. 工業(yè)設(shè)備監(jiān)控，開啟和關(guān)閉期間的功耗提供了設(shè)備的健康狀況，例如，監(jiān)控設(shè)備中的正常電流和泄漏電流以確定其隨時間的磨損。

圖 1. 電流檢測放大器 (CSA) + 檢測電阻。

圖 1 顯示了一個帶有檢測電阻的 CSA。在高達 80V 的較高電壓電平（共模電平）應用中，一個簡單的外部電流檢測放大器 (CSA)（但復雜的集成電路設(shè)計，其架構(gòu)滿足精度和準確度）和檢測電阻器是解決方案測量電流時的大多數(shù)問題。電流檢測放大器目前具有一流的準確度和精度，可滿足實現(xiàn)微安級電流水平的需求，同時仍保持更好的信噪比 (SNR) 性能，以提供系統(tǒng)設(shè)計所需的測量分辨率。

然而，為設(shè)計師選擇優(yōu)化的 CSA 并非易事。有一些權(quán)衡需要考慮（圖 2）：

1. 可用供應

2. 最小可檢測電流（轉(zhuǎn)換為器件的輸入失調(diào)電壓 (V OS ) 有多低）

3. 最大可檢測電流（轉(zhuǎn)換為最大輸入檢測電壓 (V SENSE )）

4. R SENSE上允許的功耗

圖 2. 使用 CSA 和 R SENSE時要考慮的設(shè)計約束。

由于差分電壓范圍是由電流檢測放大器的選擇設(shè)置的，因此增加 R SENSE值可以提高較低電流值的測量精度，但在較高電流時功耗較高，這可能是不可接受的。此外，感測電流的范圍減?。?/span>I MIN : I MAX）。

降低 R SENSE值更有利，因為它降低了電阻器的功耗，增加了感測電流范圍。降低 R SENSE值會降低 SNR（可以通過平均輸入處的噪聲來提高 SNR）。應該注意的是，在這種情況下，設(shè)備的偏移會影響測量的準確性。通常，在室溫下進行校準是為了提高系統(tǒng)精度，消除偏移電壓并增加某些系統(tǒng)的測試成本。

此外，輸入差分電壓范圍 (V SENSE ) 取決于電源電壓或內(nèi)部/外部參考電壓和增益：

在任何實現(xiàn)高電流范圍的應用中，目標是最大化目標精度預算的動態(tài)范圍，這通常由以下等式估算：

對于大多數(shù)輸入失調(diào)電壓約為 10μV 的 CSA， V SENSE-RANGE通常為 100mV。請注意，如果 V SENSE_MIN選擇為 10xV OS因子，則在未校準系統(tǒng)中，這最多可提供 3 個十倍頻程，誤差為 ±10%。同樣，如果選擇 100xV OS，則可以實現(xiàn) ±1% 的誤差范圍，但動態(tài)范圍會縮小到 2 個十倍頻程。因此，需要在動態(tài)范圍和精度之間進行權(quán)衡：收緊精度預算會降低 V SENSE_MIN規(guī)定的動態(tài)范圍，反之亦然。

需要注意的一點是，在 CSA + R SENSE系統(tǒng)中，R SENSE（容差和溫度系數(shù)）通常是系統(tǒng)總精度的瓶頸。這仍然是業(yè)界監(jiān)控/測量系統(tǒng)電流的有效做法，因為與電量計、集成芯片電阻器的 CSA、使用運算放大器的差分放大器的離散實現(xiàn)等其他替代品相比，它簡單、可靠且成本合理?？梢哉业礁叩燃壍娜莶詈蜏囟认禂?shù)檢測電阻器，但價格更高。應用在溫度范圍內(nèi)的總誤差預算需要與 R SENSE產(chǎn)生的誤差相等。

無電阻傳感解決方案：

對于需要測量從幾百微安到幾安培的更高動態(tài)范圍電流的應用，下圖 3 所示的集成電流傳感設(shè)備 (U1) 是非常有用且有效的解決方案。該解決方案符合以下標準：

1. 集成傳感元件（無電阻）

2. 大于 4 十倍頻程的電流感應動態(tài)范圍

3. 電流輸出功能（與 160Ω 負載一起提供 0-1V V OUT，兼容所有 ADC/微控制器輸入以實現(xiàn)電流）。

圖 3：具有集成電流感應元件的 2.5V 至 5.5V 電流感應系統(tǒng)

代替外部檢測電阻器，V DD輸入和負載 (LD) 輸出之間存在集成檢測設(shè)備，能夠測量100uA 至 3.3A的系統(tǒng)負載電流 (I LOAD )。增益為 1/500 的內(nèi)部增益模塊提供 ISH 的輸出電流，即 . 一個 160Ω 電阻從 ISH 電流輸出連接到 GND，轉(zhuǎn)換為從 0V 到 1V的 V ISH電壓輸出。

在 3A 負載電流下，傳感元件器件上的 V DD和 LD之間的壓降約為 60mV（圖 1），僅相當于 180mW 的功耗，而在較低的電流值下，檢測到 100μA 范圍的總誤差在該區(qū)域內(nèi)10%（圖 2）。再加上在較高電流負載下的功耗更低，并且在較低電流水平下仍保持改進的誤差預算，該方案優(yōu)于圖 1 的傳統(tǒng)檢測電路。因此，需要高達 3A 檢測的更寬電流檢測范圍的應用可以從該方案中受益。

具有擴展線路/輸入電壓的無電阻傳感解決方案：

圖 4 是圖 3 的輸入電壓范圍擴展，其中 U1 的電源電壓現(xiàn)在可以接受更高的線路電壓，高達 6V 至 36V。齊納二極管 (D1) 將 V DD和 PFET (M1) 柵極之間的電壓維持在5.6 V。高壓線的大部分被 M1 吸收，M1 的源極鉗位到距離 V 大約 4V-4.5V DD輸入電壓，從而將 U1 工作電壓 (V DD -V SS ) 保持在其正常工作范圍內(nèi)（圖 3）。然后，這個 M1 的源極電壓偏置 M2 PFET 的柵極電壓。M2 PFET 源極位于 V SS (U1) + V TH(M2) 確保 U1 ISH 輸出在可接受的電壓范圍內(nèi)。ISH 電流輸出和 R1 產(chǎn)生相對于 GND 的 0 至 1V 輸出。

圖 4. 具有集成電流感應元件的 6V 至 36V 電流感應系統(tǒng)

實驗結(jié)果

下面是圖 4 電路的實驗結(jié)果。

圖 1：內(nèi)部傳感元件上的電壓降與負載電流的關(guān)系

圖 2：ISH 輸出的增益誤差與不同溫度下的負載電流

圖 3：MAX40016 電源電壓 (V DD -V SS ) 與 V LINE的函數(shù)關(guān)系

圖 4. I LOAD階躍變化從 0 到 3A 的負載瞬態(tài)響應。

結(jié)論

如圖所示，無電阻傳感方法使設(shè)計具有高達 36V 的擴展工作范圍的 4-decade 電流傳感架構(gòu)成為可能。