MOSFET 開關損耗,真正的晶體管需要時間才能打開或關閉。因此，在導通和關斷瞬變期間存在電壓和電流重疊，從而產(chǎn)生交流開關損耗。

同步降壓轉換器中MOSFET Q1的典型開關波形。頂部FET Q1的寄生電容C的充電和放電廣東帶電荷 Q廣東確定大部分Q1開關時間和相關損耗。在同步降壓中，底部FET Q2開關損耗很小，因為Q2始終在其體二極管導通后導通，在其體二極管導通之前關斷，而體二極管兩端的壓降很低。然而，Q2的體二極管反向恢復電荷也會增加頂部FET Q1的開關損耗，并可能產(chǎn)生開關電壓振鈴和EMI噪聲。公式(12)表明，控制FET Q1開關損耗與轉換器開關頻率f成正比S.能量損失的精確計算 E上和 E關閉Q1并不簡單，但可以從MOSFET供應商的應用筆記中找到。

電感磁芯損耗PSW_CORE.實際電感還具有交流損耗，這是開關頻率的函數(shù)。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可以是鐵粉或鐵氧體。一般來說，鐵粉磁芯柔和飽和但磁芯損耗高，而鐵氧體材料飽和度更高，但磁芯損耗較小。鐵氧體是陶瓷鐵磁材料，其晶體結構由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。磁芯損耗主要是由于磁滯損耗造成的。磁芯或電感器制造商通常提供磁芯損耗數(shù)據(jù)，供電源設計人員估算交流電感損耗。

其他與交流電相關的損失。其他交流相關損耗包括柵極驅動器損耗PSW_GATE，等于 V.DRV? 問G? fS和死區(qū)時間(當頂部 FET Q1 和底部 FET Q2 都關閉時)體二極管導通損耗，等于 (ΔT上+ δt關閉) ? VD(Q2)? fS.總之，與交換相關的損耗包括：開關相關損耗的計算通常并不容易。開關相關損耗與開關頻率成正比 fS.在 12V 中在， 3.3VO/10A.MAX同步降壓轉換器，在 2kHz – 5kHz 開關頻率下，交流損耗會導致約 200% 至 500% 的效率損耗。因此，滿載時的整體效率約為93%，遠優(yōu)于LR或LDO電源。熱量或尺寸減小可以接近 10 倍。

圖 10.降壓轉換器頂部FET Q1的典型開關波形和損耗

開關電源組件的設計考慮因素

開關頻率優(yōu)化

通常，更高的開關頻率意味著更小尺寸的輸出濾波器組件L和CO.因此，可以減小電源的尺寸和成本。更高的帶寬還可以改善負載瞬態(tài)響應。然而，更高的開關頻率也意味著更高的交流相關功率損耗，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應力。目前，對于≥10A輸出電流應用，大多數(shù)降壓電源的工作范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。對于< 10A 負載電流，開關頻率可高達幾MHz。每種設計的最佳頻率都是在尺寸、成本、效率和其他性能參數(shù)方面仔細權衡的結果。

輸出電感器選擇

在同步降壓轉換器中，電感峰峰值紋波電流的計算公式為：

在給定的開關頻率下，低電感會產(chǎn)生較大的紋波電流，并產(chǎn)生較大的輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加 MOSFET RMS 電流和傳導損耗。另一方面，高電感意味著大電感尺寸和可能的高電感DCR和傳導損耗。通常，在選擇電感器時，選擇10%~60%的峰峰值紋波電流而不是最大直流電流比。電感供應商通常指定 DCR、RMS(加熱)電流和飽和電流額定值。在供應商的最大額定值內設計電感的最大直流電流和峰值電流非常重要。

功率場效應管選擇

為降壓轉換器選擇 MOSFET 時，首先要確保其最大 VDS額定值高于電源 V在(最大)有足夠的余量。但是，請勿選擇額定電壓過高的 FET。例如，對于 16V在(最大)電源，額定電壓為 25V 或 30V 的 FET 是很好的選擇。額定電壓為60V的FET可能過高，因為FET導通電阻通常隨著額定電壓的增加而增加。接下來，場效應管的導通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG(或 Q廣東) 是兩個最關鍵的參數(shù)。柵極電荷QG和導通電阻 RDS(ON).通常，具有小硅芯片尺寸的FET具有低QG但導通電阻高 RDS(ON)，而具有大硅芯片的 FET 具有低 RDS(ON)但Q大G.在降壓轉換器中，頂部MOSFET Q1同時承受傳導損耗和交流開關損耗。低 Q 值GQ1通常需要FET，特別是在低輸出電壓和小占空比的應用中。下側同步FET Q2具有較小的交流損耗，因為它通常在V時打開或關閉DS電壓接近于零。在這種情況下，低 RDS(ON)比Q更重要G用于同步 FET Q2。當單個 FET 無法處理總功率時，可以并聯(lián)使用多個 MOSFET。

輸入和輸出電容器選擇

首先，應選擇具有足夠電壓降額的電容器。

降壓轉換器的輸入電容具有脈動開關電流和大紋波。因此，應選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容器，以確保其使用壽命。鋁電解電容器和低ESR陶瓷電容器通常在輸入端并聯(lián)使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，還決定負載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可通過公式(15)計算。對于高性能應用，ESR和總電容對于最小化輸出紋波電壓和優(yōu)化負載瞬態(tài)響應都很重要。通常，低 ESR 鉭、低 ESR 聚合物電容器和多層陶瓷電容器 (MLCC) 是不錯的選擇。

關閉反饋調節(jié)回路

開關模式電源還有另一個重要的設計階段，即使用負反饋控制方案閉合調節(jié)環(huán)路。這通常比使用 LR 或 LDO 更具挑戰(zhàn)性。它需要對環(huán)路行為和補償設計有很好的了解，以優(yōu)化動態(tài)性能，實現(xiàn)穩(wěn)定的環(huán)路。

降壓轉換器的小信號模型

如上所述，開關轉換器根據(jù)開關ON或OFF狀態(tài)改變其工作模式。它是一個離散的非線性系統(tǒng)。為了使用線性控制方法分析反饋環(huán)路，需要線性小信號建模[1][3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D到輸出V的線性小信號傳遞函數(shù)O實際上是一個具有兩個極點和一個零點的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容器的諧振頻率處有雙極。零點由輸出電容和電容ESR決定。

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可通過圖11所示的閉環(huán)系統(tǒng)進行調節(jié)。例如，當輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，負反饋誤差放大器的輸出減小。所以占空比降低。結果，輸出電壓被拉回以使V。FB= V裁判.誤差運算放大器的補償網(wǎng)絡可以是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡[3][4]。只有一個控制環(huán)路來調節(jié)輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI公司的LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓型控制器。

圖 11.電壓模式控制降壓轉換器框圖

圖 12 示出了采用 LTC5 電壓模式降壓型控制器的 26V 至 1V 輸入、2.15V/3775A 輸出同步降壓電源。由于 LTC3775 具有領先的 PWM 調制架構和非常低的 (30ns) 最小導通時間，因此該電源非常適合將一個高壓汽車或工業(yè)電源轉換為當今微處理器和可編程邏輯芯片所需的 1.2V 低電壓的應用。高功率應用需要具有均流功能的多相降壓轉換器。對于電壓模式控制，需要一個額外的均流環(huán)路來平衡并聯(lián)降壓通道之間的電流。電壓模式控制的典型均流方法是主從法。LTC®3861 就是這樣一款多相電壓模式控制器。其非常低的±1.25mV電流檢測失調使得并聯(lián)相之間的均流非常精確，以平衡熱應力。[10]®

圖 12.LTC3775 電壓模式同步降壓型電源提供了一個高降壓比

電流模式控制使用兩個反饋環(huán)路：一個類似于電壓模式控制轉換器的控制環(huán)路的外部電壓環(huán)路，以及一個將電流信號反饋到控制環(huán)路的內部電流環(huán)路。圖13所示為直接檢測輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉換器的概念框圖。采用電流模式控制時，電感電流由誤差運算放大器輸出電壓決定。電感成為電流源。因此，來自運算放大器輸出的傳遞函數(shù)，VC，以提供輸出電壓 VO成為單極系統(tǒng)。這使得環(huán)路補償變得更加容易?？刂骗h(huán)路補償對輸出電容ESR零點的依賴性較小，因此可以使用所有陶瓷輸出電容。

圖 13.電流模式控制降壓轉換器框圖

電流模式控制還有許多其他好處。如圖13所示，由于峰值電感電流受運算放大器V的限制C以逐周期的方式，電流模式控制系統(tǒng)在過載條件下提供更準確、更快的電流限制。在啟動期間，浪涌電感電流也得到了很好的控制。此外，當輸入電壓變化時，電感電流不會快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態(tài)性能。當多個轉換器并聯(lián)時，通過電流模式控制，也很容易在電源之間共享電流，這對于使用多相降壓轉換器的可靠大電流應用非常重要。通常，電流模式控制轉換器比電壓模式控制轉換器更可靠。

電流模式控制方案解決方案需要精確地檢測電流。電流檢測信號通常是幾十毫伏級的小信號，對開關噪聲敏感。所以， 需要適當和仔細的PCB布局.通過檢測通過檢測電阻的電感電流、電感DCR壓降或MOSFET傳導壓降，可以閉合電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

恒定頻率與恒定導通時間控制

電壓模式控制與電流模式控制部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內部時鐘產(chǎn)生的恒定開關頻率。這些恒定開關頻率控制器可以輕松同步，這是大電流多相降壓控制器的重要特性。但是，如果負載升壓瞬態(tài)發(fā)生在控制FET Q1柵極關斷之后，則轉換器必須等待整個Q1關斷時間，直到下一個周期才能響應瞬變。在占空比較小的應用中，最壞情況延遲接近一個開關周期。

在這種低占空比應用中，恒定導通時間谷值電流模式控制具有較短的延遲，以響應負載升壓瞬變。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導通時間降壓轉換器的開關頻率幾乎是固定的。在發(fā)生瞬變時，開關頻率可以快速變化，以加快瞬態(tài)響應。因此，電源改善了瞬態(tài)性能和輸出電容，并降低了相關成本。

但是，在恒定導通時間控制下，開關頻率可能隨線路或負載而變化。LTC®3833 是一款谷值電流模式降壓型控制器，具有更復雜的受控導通時間架構 — 恒定導通時間控制架構的一種變體，其區(qū)別在于導通時間受到控制，以便開關頻率在線路和負載下的穩(wěn)態(tài)級條件下保持恒定。利用這種架構，LTC3833 控制器具有 20ns 的最小導通時間，并允許從高達 38V 電壓的降壓型應用在至 0.6VO.控制器可以同步至頻率范圍為 200kHz 至 2MHz 的外部時鐘。圖 14 示出了具有 3833.4V 至 5V 輸入和 14.1V/5A 輸出的典型 LTC20 電源。[11] 圖15顯示，電源可以快速響應突發(fā)的高壓擺率負載瞬變。在負載升壓瞬變期間，開關頻率增加以提供更快的瞬態(tài)響應。在負載降壓瞬態(tài)期間，占空比降至零。因此，只有輸出電感會限制電流壓擺率。除了 LTC3833 之外，對于多輸出或多相應用，LTC3838 和 LTC3839 控制器還提供了快速瞬態(tài)、多相解決方案。

圖 14.采用 LTC3833 的快速、可控導通時間電流模式電源

圖 15.LTC3833 電源在快速負載階躍瞬變期間提供了快速響應

環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性

精心設計的SMPS在電氣和聲學方面都很安靜。補償不足的系統(tǒng)則不是這種情況，它往往是不穩(wěn)定的。補償不足電源的典型癥狀包括：磁性元件或陶瓷電容器的可聞噪聲、開關波形抖動、輸出電壓振蕩等。過度補償?shù)南到y(tǒng)可以非常穩(wěn)定和安靜，但代價是瞬態(tài)響應緩慢。這種系統(tǒng)在非常低的頻率下具有環(huán)路交越頻率，通常低于10kHz。慢瞬態(tài)響應設計需要過大的輸出電容來滿足瞬態(tài)調節(jié)要求，從而增加了總體電源成本和尺寸。最佳的環(huán)路補償設計是穩(wěn)定和安靜的，但不會過度補償，因此它還具有快速響應，以最小化輸出電容。ADI公司的AN149文章詳細介紹了電源電路建模和環(huán)路設計的概念和方法[3]。對于沒有經(jīng)驗的電源設計人員來說，小信號建模和環(huán)路補償設計可能很困難。ADI公司的LTpowerCAD?設計工具處理復雜的方程，使電源設計，特別是環(huán)路補償成為一項更簡單的任務[5] [6]。LTspice仿真工具集成了ADI公司的所有器件模型，并提供額外的時域仿真以優(yōu)化設計。然而，在原型階段，通常需要對環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能進行臺架測試/驗證。®

通常，閉合電壓調節(jié)環(huán)路的性能由兩個重要值來評估：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕量。環(huán)路帶寬由交越頻率f量化C，此時環(huán)路增益 T 等于 0 (<>dB)。環(huán)路穩(wěn)定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來量化。環(huán)路相位裕量 Φm定義為總T(s)相位延遲與交越頻率下–180°之間的差值。增益裕量由總T(s)相位等于–0°的頻率下T(s)增益與180dB之間的差值定義。對于降壓轉換器，通常45度相位裕量和10dB增益裕量就足夠了。圖 16 示出了電流模式 LTC3829 12V 的典型環(huán)路增益波特圖在至 1VO/60A 三相降壓轉換器。在本例中，交越頻率為3kHz，相位裕量為45度。增益裕量接近64dB。

圖 16.LTpowerCAD設計工具提供了一種優(yōu)化環(huán)路補償和負載瞬態(tài)響應的簡便方法(三相、單輸出LTC3降壓型轉換器示例)。

用于大電流應用的多相降壓轉換器

隨著數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)變得越來越快、越來越大，它們的處理器和存儲單元在不斷降低的電壓下需要更多的電流。在如此高電流下，對電源的要求成倍增加。近年來，多相(多相)同步降壓轉換器因其高效率和均勻的熱分布而廣泛用于大電流、低壓電源解決方案。此外，通過交錯式多降壓轉換器相位，輸入側和輸出側的紋波電流可以顯著降低，從而減少輸入和輸出電容以及相關的電路板空間和成本。

在多相降壓轉換器中，精確的電流檢測和共享變得極其重要。良好的均流可確保均勻的熱分布和高系統(tǒng)可靠性。由于其在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)期間固有的均流能力，電流模式控制的降壓穩(wěn)壓通常是首選。ADI公司的LTC3856和LTC3829是典型的多相降壓控制器，具有精準的電流檢測和均流功能。對于輸出電流為 2A 至 3A 以上的 4、6、12、20 和 200 相系統(tǒng)，可以以菊花鏈方式連接多個控制器。

圖 17.一個 3 相、單 VO采用 LTC3829 的高電流降壓型轉換器

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動來控制啟動期間的浪涌電流。過流限制和短路鎖存可以在輸出過載或短路時保護電源。過壓保護可保護系統(tǒng)中昂貴的負載器件。為了最大限度地降低系統(tǒng)EMI噪聲，有時控制器必須與外部時鐘信號同步。對于低電壓、高電流應用，遠端差分電壓檢測可補償PCB電阻壓降，并精確調節(jié)遠端負載處的輸出電壓。在具有許多輸出電壓軌的復雜系統(tǒng)中，還需要對不同電壓軌進行排序和跟蹤。

印刷電路板布局

元件選擇和原理圖設計只是電源設計過程的一半。開關電源設計的正確PCB布局始終至關重要。事實上，它的重要性怎么強調都不為過。良好的布局設計可優(yōu)化電源效率，減輕熱應力，最重要的是，最大限度地減少走線和組件之間的噪聲和相互作用。為此，設計人員必須了解開關電源中的電流傳導路徑和信號流。通常需要付出巨大的努力才能獲得必要的經(jīng)驗。有關詳細討論，請參見ADI公司應用筆記136和139。[7][9]

各種解決方案的選擇 – 分立式、單片式和集成式電源

在集成層面，系統(tǒng)工程師可以決定是選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示了典型負載點電源應用的分立式和電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器 IC、外部 MOSFET 和無源元件在系統(tǒng)板上構建電源。選擇分立式解決方案的一個主要原因是組件物料清單 (BOM) 成本低。但是，這需要良好的電源設計技巧和相對較長的開發(fā)時間。單芯片解決方案使用集成功率MOSFET的IC，以進一步減小解決方案尺寸和元件數(shù)量。它需要類似的設計技能和時間。完全集成的電源模塊解決方案可以顯著減少設計工作量、開發(fā)時間、解決方案尺寸和設計風險，但通常具有更高的組件BOM成本。

圖 18.(a) 分立 12V 的示例在至 3.3V/10A LTC3778 電源;(b) 一個完全集成的16V在、雙通道 13A 或單通道 26A LTM4620 μModule 降壓型穩(wěn)壓器®

其他基本非隔離 DC/DC SMPS 拓撲

本應用筆記以降壓轉換器為例，演示SMPS的設計考慮因素。但是，本應用筆記未介紹至少五種其他基本非隔離式轉換器拓撲(升壓、降壓/升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉換器)和至少五種基本隔離式轉換器拓撲(反激式、正激式、推挽式、半橋和全橋)。每種拓撲都具有獨特的屬性，使其適用于特定應用。圖19顯示了其他非隔離SMPS拓撲的簡化原理圖。

圖 19.其他基本非隔離式 DC/DC 轉換器拓撲

還有其他非隔離SMPS拓撲，它們是基本拓撲的組合。例如，圖20示出了一款基于LTC4電流模式控制器的高效率、3789開關同步降壓/升壓型轉換器。它可以在輸入電壓低于、等于或高于輸出電壓的情況下工作。例如，輸入范圍可以是5V至36V，輸出可以是穩(wěn)定的12V。這種拓撲是同步降壓轉換器和同步升壓轉換器的組合，共用一個電感。當 V在> V外，開關 A 和 B 作為有源同步降壓轉換器工作，而開關 C 始終關斷，開關 D 始終導通。當 V在< V外，開關 C 和 D 用作有源同步升壓轉換器，而開關 A 始終導通，開關 B 始終關斷。當 V在接近V外，則所有四個交換機均主動運行。因此，該轉換器非常高效，對于典型的98V輸出應用，效率高達12%。[12] LT8705 控制器進一步擴展了高達 80V 的輸入電壓范圍。為了簡化設計并提高功率密度，LTM4605/4607/4609 進一步將一個復雜的降壓 / 升壓型轉換器集成到一個高密度、易于使用的電源模塊中。[13] 它們可以很容易地與高功率應用的負載分配并聯(lián)。

圖 20.高效率 4 開關降壓-升壓轉換器可在輸入電壓低于、等于或高于輸出電壓的情況下工作

總結

總之，線性穩(wěn)壓器簡單易用。由于它們的串聯(lián)穩(wěn)壓晶體管以線性模式工作，因此當輸出電壓遠低于輸入電壓時，電源效率通常較低。通常，線性穩(wěn)壓器(或LDO)具有低電壓紋波和快速瞬態(tài)響應。另一方面，SMPS將晶體管作為開關工作，因此通常比線性穩(wěn)壓器效率高得多。然而，SMPS的設計和優(yōu)化更具挑戰(zhàn)性，需要更多的背景和經(jīng)驗。每種解決方案對于特定應用都有自己的優(yōu)點和缺點。