1 摘要

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖 1 示出了常用隔離的拓撲相對適用 的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調節(jié)范圍等有關。一般情況下，對于 給定場合你可以應用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應用是絕對地適用，因為產(chǎn)品設計還有設計 者對某種拓撲的經(jīng)驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術人員要求、調試設備和人員素質、生 產(chǎn)工藝設備、批量、軍品還是民品等等因素有關。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處 和短處以及拓撲的應用領域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新電源設計的失敗。

圖 1 各種隔離拓撲應用電壓范

2 輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的 Buck，Boost 共地變換器。這些電路結構簡單，元器 件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出 需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應當知道輸入電壓變 化范圍內，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓?例 如，Buck 變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的 場合，所以，輸出電壓應當在任何時候都應當?shù)陀?輸入電壓。如果你要求輸入 24V，輸出 15V，就可以采用 Buck 拓撲;但是輸入 24V 是從 8V～ 80V，你就不能使用 Buck 變換器，因為 Buck 變換器不能將 8V 變換成 15V。如 果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用 Boost拓撲

如果輸出電壓與輸入電壓比太大(或太小)是有限制的，例如輸入 400V，要求輸出 48V 還是采 用 Buck 變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超 出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困 難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。

3 開關頻率和占空比的實際限制

3.1 開關頻率

在設計變換器時，首先要選擇開關頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電 源體積和重量最大的是磁性元件?，F(xiàn)代開關電源中磁性元器件占開關電源的體積(20%～30%)，重 量(30%～40%)，損耗 20%～30%。根據(jù)電磁感應定律有

式中 U-變壓器施加的電壓;N-線圈匝數(shù);A-磁芯截面積;ΔB-磁通密度變化量;f-變壓器工作 頻率。

在頻率較低時，ΔB 受磁性材料飽和限制。由上式可見，當 U 一定時，要使得磁芯體積減少，匝 數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關電源出現(xiàn)以來無 數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關電源頻率?非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻 時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

式中 η -不同材料的系數(shù);f-工作頻率;Bm-工作磁感應幅值。 α 和 β 分別為大于 1 的頻率和磁感應 損耗指數(shù)。一般α=1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應Bm 使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大， 效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越 差，大功率磁芯也限制開關頻率。

圖 2Buck變換器功率管電流、電壓波形

其次，功率器件開關損耗限制。以 Buck 變換器為例來 說明開關損耗。圖 2 是典型的電流連續(xù) Buck 變換器功率 管電流電壓波形圖?？梢钥吹?，晶體管開通時，集電極電流 上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關斷時，集電極電 壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電 流上升和下降都是線性的。可以得到開關損耗為

式中tr=tri+trv —開通時電流上升時間與電壓下降時間之和; td=tdi+tdv —關斷時電壓上升時間與 電流下降時間之和。一般 tr+td< T/20。假定 tr=td=ts—開關時間。則

如果電流斷續(xù)，只有關斷損耗，開關損耗為

可見，開關損耗與頻率、開關時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關損耗少一半，但應當注意，在同 樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續(xù)時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導通壓 降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通 過軟開關技術可以減少開關損耗，但請注意，軟開關總是利用 LC 諧振，諧振電流(或電壓)很大，諧 振電流通過晶體管、電感 L 和電容 C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率 1～2%，但電路復 雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用 MOSFET 開關的電源，功率在 5kW 以下，工作 頻率一般在 200kHz 以下。BJT 最高達 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 與 IGBT (BJT)組合管最高也不超過 100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大 功率管需要更長的開關時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關時電流升降速率 也增加了開關時間?？梢?，變換功率越大，允許開關頻率越低。

如果你聽說他的開關電源工作頻率可達幾個 MHz，你得問問他的變換功率有多大?

3.2 占空度

開關變換器的變換比(輸出電壓與輸入電壓比)太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比 (開關導通時間與開關周期之比)受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5?？傊?，通用 PWM控制 IC芯片通常不保證占空比能大于 0.85;有些芯片在合理的工作頻率下，也 不保證占空比在 0.05以下能以較小的損耗快速驅動 MOSFET的柵極。

例如，開關頻率為 250kHz，周期為 4μs，如果占空比是 0.1，MOSFET 的導通時間僅為 0.4μs，要 是 MOSFET 的開通時間為 0.1μs，關斷時間也為 0.1μs，幾乎大部分導通時間被過渡時間“吃”掉了， 損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制 IC和高電流柵極驅動等等，只要不將占空比設計在最小 0.1和最大 0.8(對于 0.5限制度 變換器為 0.45)之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級 與次級導線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為 10:1,最小為 1:10。要是你 需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

4 幾個輸出?

緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是 1 個輸出，Buck 是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調節(jié)器得到另一個電壓，實際的例子是用 Buck 變換器產(chǎn)生 5V 輸出，再由線性調節(jié)器(或另 一個開關)從 5V輸入產(chǎn)生一個 3.3V輸出。但相關的瞬態(tài)、噪聲、損耗應滿足要求。

最壞的情況下，設計多個獨立的變換器，而不是采用復雜的許多線圈的磁元件。在開始設計之 前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制 IC，但可能花幾十塊錢做那個 復雜的多線圈磁元件。在設計之前，首先應權衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

5 隔離

在設計前預先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范 (以及 EMI 問題)需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有 500V 交流耐壓要求。你知道安全要 求后，有些拓撲，像沒有隔離的 Buck,Boost等等將排除在外。

6 EMI

在設計開始時就要想到 EMI 問題，不要等到設計好了再考慮 EMI。有些拓撲可能有許多成功地避 免 EMI 問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導線，如單獨用電池供電，就沒有 共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸 入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就 容易濾波。

Buck 變換器就是輸入電流斷續(xù)的一個例子，因為當開關打開時，輸入電流為零。Boost 變換器的 電感始終接在輸入回路中，但輸入電流是否連續(xù)取決于 Boost是否工作在斷續(xù)還是連續(xù)。

筆者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元 件。

7 BJT，MOSFET 還是 IGBT?

拓撲選擇與所能用的功率器件有關。就目前可以買到的功率器件有雙極型(BJT)功率管， MOSFET 和 IGBT。雙極型管的電壓定額可超過 1.5kV，常用 1kV 以下，電流從幾 mA 到數(shù)百 A; MOSFET 在 1kV 以下，常用 500V 以下,電流數(shù) A 到數(shù)百 A;IGBT 電壓定額在 500V 以上，可達數(shù) kV，電流數(shù)十 A到數(shù) kA。

不同的器件具有不同的驅動要求：雙極型晶體管是電流驅動，大功率高壓管的電流增益低，常用 于單開關拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇 MOSFET。

理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比 MOSFET 便宜。但是使用雙極型功率管就意 味著開關頻率比 MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算?你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓(380V)時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為 難，如果采用雙極型管，你可以買到 1500V雙極型管，而目前能買到 MOSFET最大電壓為 1000V，導 通電阻比 BJT 大。當然，你可能考慮用 IGBT，遺憾的是 IGBT 驅動雖然像 MOSFET，而它的開關速 度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。

可見，低壓(500V)以下，基本上是 MOSFET 天下，小功率(數(shù)百瓦)開關頻率數(shù)百 kHz。 IGBT 定額一般在 500V 以上，電流數(shù)十 A 以上，主要應用于調速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。 工作頻率最高可達 30kHz，通常在 20kHz左右。因為導通壓降大，不用于 100V以下。

圖 3. 提高功率開關頻率

(a) IGBT與 MOSFET并聯(lián) (b) BJT與 MOSFET串聯(lián)

為了提高IGBT或BJT的開關速度，也可將MOSFET與 BJT或IGBT組合成復合管。圖 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 與 50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相 380V整流電感濾 波輸入(510V)雙端正激 3kW通信電源中。導通時首先 驅動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極 輸入電流，或因MOSFET導通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結 正偏，產(chǎn)生基極電流，導致集電極電流，通過比例驅動電 路形成正反饋，使得BJT飽和導通。當關斷時，首先關斷 MOSFET，發(fā)射結反偏，使得BJT迅速關斷。共基極頻率 特性是共射極的β倍。提高了關斷速度。低壓MOSFET導 通電阻只有mΩ數(shù)量級，導通損耗很小。實際電路工作頻 率為 50kHz。

MOSFET 與 IGBT 并聯(lián)也是利用 MOSFET 的開關特性。要達到這一目的，應當這樣設計 MOSFET 和 IGBT 的驅動：開通時，PWM 信號可同時或首先驅動 MOSFET 導通，后導通 IGBT。 IGBT 零電壓導通。關斷時，先關斷 IGBT，IGBT 是零電壓關斷;在經(jīng)過一定延遲關斷 MOSFET。 MOSFET 承擔開關損耗;在導通期間，高壓 MOSFET 導通壓降大于 IGBT，大部分電流流過 IGBT， 讓 IGBT承擔導通損耗。這種組合實際例子工作頻率 50kHz，3kW半橋拓撲。

8 連續(xù)還是斷續(xù)

電感(包括反激變壓器)電流(安匝)連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的 某些時刻電流為零。電流(安匝)連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin(包括假負載)， 在周期的任何時刻電感都應當有電流流通。即

其中T-開關周期;D=Ton/T-占空比;Ton-晶體管導通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電 壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。

在實際電源設計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種 情況下，有時設置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題， 應當仔細設計反饋補償網(wǎng)絡。

同步整流是一個例外。變換器應用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。

9 同步整流

在現(xiàn)今許多低輸出電壓應用場合，變換器效率比成本更(幾乎)重要。從用戶觀點來說，比較貴 的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機 時間很長，將花費更多的電費。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術。即輸出整流采用 MOSFET。當今可買到許多 IC 驅動芯片既能驅動場效應管，也能很好驅動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。這是因 為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通(因為 MOSFET 可以在兩個方向導通)。運用同步整流， 解除了你對模式改變的擔心(模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定)和保證連續(xù)的最小電感要求。

圖 4 (a) 二極管整流變換器和(b)同步整流變換器

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關管在同步整流導通前關斷，反之亦然。 如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即 輸入(或輸出)電壓將直接對地短路，而造 成很高的損耗和可能導致失效。在兩個 MOSFET 關斷時間，電感電流還在流。通 常，MOSFET 體二極管不應當流過電流，因 為這個二極管恢復時間很長。如假定 MOSFET 截止時體二極管流過電流，當體二 極管恢復時，它在反向恢復起短路作用，所 以一旦輸入(或輸出)到地通路，發(fā)生穿 通，就可能導致變換器失效，如圖 4(b)所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與 MOSFET 的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應管截止時流過 電流。(因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復時間 與關斷前正向電流有關，所以這時可以忽略)

10 電壓型與電流型控制

開關電源設計要預先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可 以采用兩者之一。電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋 變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測電阻(損耗很大功率)或互感 器(花費很多錢)檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是， 如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應當 考慮選擇那一種更好。

11 結論

最好你在設計一個電源之前，應當預先知道你的電源工作的系統(tǒng)。詳細了解此系統(tǒng)對電源的要求 和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你 可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各 種考慮選擇拓撲：

1.升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓?如果不是，你就不能采用 Buck 或 Buck/Boost.

2. 占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于 5 嗎?如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它 不要太大和太小。

3. 需要多少組輸出電壓?如果大于 1,除非增加后續(xù)調節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太 多，建議最好采用幾個變換器。

4. 是否需要隔離?多少電壓?隔離需要變壓器。

5. EMI 要求是什么?如果要求嚴格，建議不要采用像 Buck 一類輸入電流斷續(xù)的拓撲，而選擇電流連 續(xù)工作模式。

6. 成本是極其重要嗎?小功率高壓可以選擇 BJT。如果輸入電壓高于 500V，可考慮選擇 IGBT。反 之，采用 MOSFET。

7. 是否要求電源空載?如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題 8。也可加假負載。

8. 能采用同步整流?這可使得變換器電流連續(xù)，而與負載無關。

9. 輸出電流是否很大?如果是，應采用電壓型，而不是電流型