前言

　　通常，直流電源出廠前都需要進行老化試驗及電源輸出特性試驗，國外發(fā)達國家一般都采用電子模擬負載系統(tǒng)進行類似的試驗，將試驗過程的能量回饋電網。由于這樣的系統(tǒng)一般都比較昂貴，因此我國只有極少數電源生產廠商在出廠考核時使用電子模擬功率負載。

　　對于有些場合，電源的放電也可以采用由晶閘管組成的有源逆變電路來實現，但因其功率因數差，諧波含量高，不能滿足相關的國際及國家的諧波標準，因而不適合大功率的應用場合。

　　為解決這一問題我們曾經研制了利用電壓型PWM整流器實現的電子模擬功率負載，它是一種利用電力電子技術、計算機控制技術及電力系統(tǒng)自動化技術設計實現，用于對各種直流電源進行考核試驗的實驗裝置。盡管由電壓型PWM整流器實現的電子模擬負載系統(tǒng)能進行恒壓輸出的電源系統(tǒng)試驗，然而對于輸出電壓在一定范圍內變化的直流電源及蓄電池電源（端電壓在放電過程中逐漸下降），因為電壓型PWM整流器的直流側至交流側具有降壓的特性，所以很難設計利用電壓型PWM整流器實現的電子模擬功率負載，以滿足在被試電源輸出電壓較低時或蓄電池因放電而輸出電壓降低時整個范圍的要求。

　　針對上述分析，通過對電壓型及電流型PWM整流器特性的比較，提出了一種利用電流型PWM整流器直、交流變換的升壓特性實現的電子模擬功率負載系統(tǒng)。該系統(tǒng)除了具有電壓型PWM整流器功率因數高、輸出連續(xù)可調的優(yōu)點外，還能滿足輸出電壓變化的電源的試驗要求，且具有可靠性高等優(yōu)點。

　　方案選擇

　　電壓型PWM整流器與電流型PWM整流器的特點比較

　　盡管電壓型PWM整流器與電流型PWM整流器均能實現交流至直流及直流至交流的能量變換，但因其電路結構不同而各有其特點。從濾波結構上看，二者具有對偶特性，如表1所示。

表1  電壓型PWM整流器與電流型PWM整流器的特性

　　采用電流型PWM整流器的原因

　　對于輸出電壓恒定的被試電源，采用電壓型PWM整流器能夠很好的滿足試驗系統(tǒng)的要求，然而對于被試電源輸出電壓不恒定的情況，由于電壓型PWM整流器的直流側電壓要大于等于其交流側電壓的峰值，從很好的滿足試驗要求的角度出發(fā)，很難實現對整流器的設計，如被試直流電源的電壓變化范圍為20％～100％的額定電壓，則若按20％額定電壓時設計交流額定電壓的等級，則在100％的額定電壓工作時會使得交流電流很大；若按100％額定電壓設計，則在直流電壓較低時逆變上網的電流會隨直流電壓的降低出現越來越嚴重的畸變現象。對于蓄電池的測試，因其在放電時輸出電壓會下降，所以與輸出電壓變化的電源具有同樣的性質。由上述分析可以看出在這種情況下利用電流型PWM整流器實現電子模擬負載，可以方便的實現實驗電能的回饋電網。

　　基本原理

　　電子負載模擬原理

　　電子模擬負載應用系統(tǒng)原理如圖1所示，被試電源從工業(yè)電網取得交流電能，其輸出為直流，該直流作為模擬負載系統(tǒng)的輸入。圖1中的“負載模擬單元”即本文所述系統(tǒng)的核心部分，主要由電流型PWM整流器及濾波元件實現，用以取代傳統(tǒng)的電阻能耗型負載。它的逆變能量經隔離變壓器Tr后被實驗系統(tǒng)循環(huán)使用，以此達到節(jié)約能源的目的。能量流動方向如圖1所示。

圖1  電子模擬負載系統(tǒng)原理

　　若設被試電源VDC從電網吸收的電能容量為100kW，效率為95％；負載模擬單元SL的效率為95％，變壓器的效率為98％，則被試電源吸收功率：P1=100kW；被試電源輸出：P2=100kW×95％=95kW；模擬負載輸出：P3=95kW×95％=90.25kW。變壓器輸出：P4=90.25kW×98%=88.5kW。由此可見實驗系統(tǒng)的總耗能為P0＝P1－P4＝11.5kW。即要完成100kW的功率試驗，其能源功率消耗僅為11.5kW，這大大降低了實驗系統(tǒng)對供電的要求。

　　對于蓄電池放電實驗，與上述系統(tǒng)不同的是其所釋放出的電能完全被電網所吸收，以供其他用電用戶使用，此時的工況相當于電力系統(tǒng)中發(fā)電機的并網運行。

　　由上述分析可知，若要實現對阻性負載的模擬，同時將電能反饋電網，只要利用圖2所示的PWM整流器進行逆變控制使其電能從直流側向交流側流動即可。

　　電流型PWM整流器控制

　　電流型PWM整流器原理圖如圖2所示。

圖2  PWM整流器原理圖

　　圖2中VT1～VT6：主開關管IGBT；C：交流側儲能濾波電容；LA、LB、LC：PWM整流器至電網之間的濾波電感，為使得PWM整流器逆變到電網的電流諧波符合IEC1000-3-2標準而設置，它的引入可減少濾波儲能電容的值；Ld：直流側濾波電感，主要作用是存儲電能變換過程中的無功能量；LEM：直流側電壓檢測。

圖3為PWM整流器A相的等效電路，圖中us，IP分別為電網電壓矢量和電流型逆變器輸出的A相電流基波的矢量，RS為線路電阻，Cs為儲能濾波電容。

圖3  PWM整流器A相的等效電路

　　逆變工況的基波矢量圖如圖4所示。

圖4  逆變工況的基波矢量圖

　　Cs為PWM整流器的交流側儲能濾波電容，它的取值大小至關重要。取值較大有利于電能轉換及反饋電流的濾波，但成本增加且電容上的電流增加，電容上的電流增加則直接影響PWM整流器向電網逆變的功率，或同等功率下不得不增大PWM整流器主開關管的電流容量，從而使得整體成本增加；取值較小，電容上的電流減小價格降低，但反饋電流的諧波增加。因此對于Cs的取值應綜合考慮電容上的電流、電流的諧波和制造成本。

　　為使得Cs在合理的情況下PWM整流器的逆變輸出電流滿足IEC1000-3-2所規(guī)定的最大諧波電流值，在PWM整流器的交流輸出端合理地設置濾波電感，如圖2所示的LA、LB、LC可獲得較為理想的效果，該電感的并入能較好的抑制流向電網的高次諧波電流，且該電感的數值較小并不能改變電路系統(tǒng)的特性。

　　若設圖2中的開關VTK導通時=1開關VTK關斷時=0則根據電流型逆變器的工作特點必定有如下關系

　　考慮到電流型PWM整流器直流側具有相對較大的電感，因此有理由假定在一個開關周期內直流電流是保持恒定的，則圖2所示的相關電流有如下關系

　　上式中I為PWM整流器直流側電流，考慮到輸出波形的頻率與逆變器開關頻率相比要低得多，因而有理由用一個開關周期內的平均值dk替代開關函數，因此逆變器交流側電流可表示為

　　圖2所示電路的電流型PWM整流器總計能產生六個空間矢量和三個零矢量，其表達式如下

　　因此只要采取適當的控制策略就可以獲得所要求的Ira、Irb、Irc。

　　系統(tǒng)參數選擇及實驗結果

　　每個負載模擬單元參數，直流電壓：54～540V；直流電流：30～100A。

　　參數選擇

　　系統(tǒng)主電路見圖2，VT1～VT6：主開關管IGBT，電流額定為200A；LA、LB、LC：PWM整流器的濾波電感，4mH；L：直流側濾波電感，5.3mH；C：交流側儲能濾波電容，5μF/1200V；LEM：直流側電壓檢測，型號為：KV50A/P；逆變器調制頻率：10kHz，直流側電壓：54～540V。

　　實驗結果

　　圖5的超前電壓為電容上的電壓，滯后者則為電網電壓波形，從圖2所示的原理圖可以看出此時的工況為再生工況，且濾波電感LA、LB、LC起到濾波作用，進而可以看出盡管電容上的電壓波形含有一定量的高頻成分，但經濾波后的饋網電流的諧波已足夠小了（見圖6所示的電流波形）。

圖5  電網電壓波形和電容上的電壓波形

圖6  PWM整流器交流側輸出電流及電網電壓波形

　　PWM整流器交流側電壓及輸出電流波形如圖6所示。

　　從圖6所示的電網電壓波形及PWM整流器輸出電流波形可以看出二者是反相位的，即該控制方法使得交流側的功率因數約為－1.0。

　　利用波形分析儀對反饋電流進行的諧波分析得知，由電流型PWM整流器實現的電子模擬功率負載在額定功率運行時的總諧波小于1.2％，在50％功率運行時的總諧波含量小于1.3％，在10％功率運行時的總諧波含量小于1.6％，滿足我國的有關諧波標準及國際IEC1000-3-2標準。

　　實驗證明該方法具有控制精確、電流動態(tài)效應快、DSP控制器計算量小、易于實現對逆變器的高頻控制等優(yōu)點。

　　結論

　　本文的原理分析及實驗證明，采用電流型PWM整流器實現電子模擬功率負載，一方面為實現電子模擬功率負載提供

了又一可選方案，另一方面，為輸出電壓變化的電源所需電子負載提供了更為有效的解決方法。該方案通過對電能的再生利用解決了利用電阻型負載進行實驗時的能源浪費問題，改善了工作環(huán)境，節(jié)約了工作空間，實驗的自動化程度也有很大的提高。

　　本文的討論是對輸出電壓變化的直流電源及蓄電池的出廠試驗、特性實驗，日常維護檢測及可靠性試驗而言的，對輸出電壓恒定的直流電源同樣適用，只是它們的電流和電壓的等級不同使得在設計上有所不同。