本文提出了一個預測在放大器的輸入和輸出端口增加阻性負載以改善穩(wěn)定性和噪聲指數的新方法。該方法在寬廣的頻率范圍內有效，能夠用于低噪聲放大器(LNA)和寬帶放大器。 

        后續(xù)小節(jié)中的結果可從Friis噪聲方程來理解(等式8)。例如，案例4、5和8的導致最低噪聲疊加，4和5小于8。這是因為晶體管帶來的衰減，如等式8所示，來自最后那個雙口網絡的噪聲成分的影響被相對較大的放大器增益所減小。 

        在案例8的例子中，總噪聲指數略差于4和5，這是因為衰減是應用于放大器輸入端，如等式8所示。該雙口網絡的總噪聲分量體現(xiàn)在全噪聲指數Ftotal中。然而，衰減器對于加性噪聲是相對無效的，因為并聯(lián)5kΩ電阻產生的衰減和失配與其它案例相比失非常小的。因此，輸入和輸出端口上的衰減器對整個放大器噪聲指數的影響并不相同，當然劣化程度也取決于特定衰減器的衰減和失配，除了位置。 

        實現(xiàn)了4種微波放大器測試電路以為實際的放大器確定穩(wěn)定理論和噪聲預測的有效性。有源器件是FHR02X HEMT，也在前面小節(jié)作為例子。晶體管靠引腳固定到底板上，如圖5種例子所示，嵌入式電阻并聯(lián)到三個放大器的輸入輸出端。 

        從實現(xiàn)角度看并聯(lián)電阻網絡便于實現(xiàn)，因為插入串聯(lián)隔直電容會影響晶體管的偏置。構造了三個放大器，其穩(wěn)定電阻設計為200Ω但測出來大約是160Ω的范圍，用來研究8種不同的阻性穩(wěn)定組合，對于于案例3、 5、和8，但具體值不同。分別是僅并聯(lián)輸入、僅并聯(lián)輸出、并聯(lián)輸入輸出。選擇了200Ω的設計值是因為計算表明該值將帶來三種案例的清晰差異。第四個放大器不帶穩(wěn)定電阻是用來測量晶體管本身的離散參數的。同樣的偏置T頭連接放大器到網絡分析儀，為每個晶體管提供工作電流(圖6)。 

        由于實際原因不可能在每個測試電路中使用同一個晶體管，因此四個配置采用不同的具體樣品。由于器件到器件離散和噪聲參數的離散性，這在測量和預測的比較中引入了參數誤差。 

        圖7顯示的測量穩(wěn)定性參數是利用測量的S參數，應用到圖6顯示的三個穩(wěn)定放大器，使用等式1計算得到的。圖7顯示的預測穩(wěn)定性參數是利用圖2所示的方法和測量阻抗值得到的。在輸入和輸出端帶并聯(lián)電阻的穩(wěn)定放大器測量和預測穩(wěn)定參數值之間的差異至少在10GHz處在幾個百分點之內。 

        為了驗證前節(jié)所述噪聲預測部分，測量了兩個FHR02X HEMT微波放大器的噪聲指數。這通過在測試平臺(圖6)以Agilent公司(Santa Rosa, CA)的Agilent N8975A噪聲指數表替代網絡分析儀來完成的，由Agilent N4002A噪聲源驅動(圖8)。 

        其它測試條件保持如圖6所示。 

        圖9和10顯示兩個電路到26GHz的測量和預測的放大器增益和噪聲指數。圖9顯示帶輸出阻性穩(wěn)定的FHR02X HEMT測量增益，由Agilent E8361獲得，以及由Agilent N8975A噪聲指數表得到的測量增益和噪聲。噪聲指數表數據的波紋是由于必須插入噪聲指數表的電纜和連接器之間的輕微失配造成的。另方面看，兩種增益測量吻合非常好。預測增益失通過圖2顯示的過程獲得的，用以決定整個網絡的離散參數。測量和預測放大器增益之間的一致性直到26GHz都在十分之幾dB范圍內。 

        圖9也顯示同一放大器的測量噪聲指數，以及數據的最小均方最佳擬合以便與理論值比較。預測噪聲指數是通過應用前節(jié)所述的過程到測量的放大器離散參數獲得的，以及廠家提供的晶體管噪聲參數。在10GHz處測量和計算噪聲指數之間的不一致在十分之幾dB范圍內。 在10GHz之上，在兩個結果之間出現(xiàn)了隨頻率增加的系統(tǒng)偏移。需要額外的研究以決定這一差異的來源。 

        圖10比較了測量和測量的帶輸入阻性穩(wěn)定FHR02X HEMT放大器的噪聲指數以及增益。該圖顯示與第一個放大器相比在放大器輸入端配置電阻使得噪聲性能惡化大約2dB。兩個測量和預測值之間的一致都與前面獲得的結果相似。 

        本文提出了一個預測在放大器的輸入和輸出端口增加阻性負載以改善穩(wěn)定性和噪聲指數的新方法。該途徑在寬廣的頻率范圍內有效，能夠用于LNA和寬帶放大器，直到10GHz，預測值都在測量值的十分之幾dB范圍內。