摘要：基于DSP的閉環(huán)控制逆變，采用TMS320F2812作為控制器。文章通過對DSP編程產生的PWM和SPWM，以光耦隔離分別來驅動高頻逆變橋和工頻變換器，同時分析了逆變橋中開關損耗，通過改進算法，提高了轉換效率。
關鍵詞：逆變器；脈寬調制；閉環(huán)控制；開關效率

0 引言
    隨著不可再生能源的過度開發(fā)，能源危機已迫在眉睫，太陽能發(fā)電將成為生產、生活等領域的主要能源之一。作為太陽能利用主要方式之一的光伏發(fā)電已開始受到人們的廣泛關注。一些發(fā)達國家在光伏發(fā)電方面已經走在前列，其裝機容量已達百萬兆瓦級。我國作為一個人口和能源需求大國，在太陽能利用方面，與發(fā)達國家相比還存有相當大的差距。基于此，本文研究了作為光伏發(fā)電核心器件的逆變器的基本結構和控制原理。

1 閉環(huán)逆變器的總體設計
1．1 技術指標
    輸出功率為500W，輸出波形為交流正弦波，輸出電壓為220V，正負偏差≤5％；頻率為50Hz，正負偏差不得>0．2Hz。
1．2 系統(tǒng)原理圖

    本逆變器的特點：1)輸入級沒有DC／DC升壓結構，從而提高轉換效率和安全性。2)控制方式高度數字化，從而最大限度地利用DSP的高速處理能力和它的集成外設，縮小逆變器的物理尺寸，降低了成本。3)控制驅動電路都通過二極管續(xù)流。采用零電壓導通和零電流截止的移相控制方式。4)二次側采用中心抽頭的輸出方式，極大提高了高頻變壓器的利用效率。

2 逆變器的主電路設計與分析
    逆變器的主電路中，由高頻驅動電路驅動高頻逆變橋，工頻驅動電路驅動工頻變換器，其間通過高頻變壓器直接升壓，然后通過LC交流濾波器得到標準的正弦波。
    為了保證輸出電壓的穩(wěn)定以及防止過載，本系統(tǒng)設計了過壓、過流等電路，通過上述保護模塊實現對主電路的保護，同時為防止磁飽和發(fā)生，在脈沖變壓器一次繞組中串入了電容器C0。
    (1)t=t0時，K1、K4導通，直流電壓Ui加在高頻變壓器T一次繞組N1上，二次繞組N21產生感應電壓，帶同名端標志“．”為正，其電壓幅值為，設輸入電流為ii，在一次繞組N1電流線性增加時，二次繞組N21和濾波電感L1中電流i2也線性增長，其電感L1電流的增長量為：
   
    (2)t=TON時，K1、K2、K3、K4均截止，此時電感L1電流i2最大，在TON～Ts／2時間內，此為對DSP編程所設置的死區(qū)時間。高頻脈沖變壓器一次繞組電流ii不能突變，則通過D2、D3續(xù)流，存儲在一次繞組中的能量回饋到電源。同時，二次繞組N21和濾波電感L1電流i2也不能突變，根據欏次定理，二次繞組N21的感應電壓維持原極性不變，濾波電感L1電壓極性反向，工頻變換器的Tg=0．02s，K1、K2為超前臂，K3、K4為滯后臂。通過控制超前臂K1、K2和滯后臂的K3、K4導通次序，滯后臂滯后一個θ導通，也就是移相角，感性負載RL電流通過D9續(xù)流。負半周類似。
    (3)根據(1)、(2)，逆變橋和工頻變換器的開關頻率fb和fg分別等于fb=1／Tb，fg=1／Tg=50Hz。由于逆變橋和工頻變換器的開關頻率的不同，比例系數為K=fb／fg，其主要的損耗發(fā)生在換流過程中，根據式(2)：
   
    式中：VDS為漏源端電壓，ic為電流，τ(t)為占空比，λ為開通時間，損耗與開關管兩端電壓及關斷時的電流以及占空比(也即開關頻率)有關，則逆變橋的開通損耗為：
   
    通過DSP編程實測K1、K2互補移相控制的波型如下：
    圖2為K1、K2的驅動波形在某兩個瞬時的相位差，從而可以看出移相控制就是二個橋臂相差的一個相位差，每個橋臂上、下管互補導通，同時通過改變占空比起到控制輸出電壓的結果。為了確保零電壓導通，必須確保VDS=0，通過實測波型如下：

    圖3示出了K1在零電壓導通的過程，通道1為GS間驅動電壓，通道2為DS間電壓，從圖中可以看出，當K1開通時，DS間電壓的電壓為零。即達到對K1實施軟開關特性，所以此時VDS=0，即有Pon=0。此時開通損耗為零。其它幾個開關管的情況類似。

3 逆變器閉環(huán)控制回路設計與分析
    通過對DSP二個全比較單元編程所產生的4路移相SPWM驅動信號，分別驅動每個橋臂的下下二個互補IGBT開關管，其具體方法如圖4所示。

    具體編程方法是：把定時器控制TxCON的11～12位設為01，即選擇連續(xù)增減計數模式，開關頻率為20kHz。則有當GP1由0增至A點時，計數值與FCMP1的比較值發(fā)生匹配，于是FCMP1輸出電平發(fā)生跳變(K4的驅動由0變1，K3由1變0)。當GP1由A點增至B點時，計數值與FCMP2的比較值發(fā)生匹配，則FCMP2輸出電平發(fā)生跳變(K2的驅動由0變1，K1由1變0)。當GP1計數值遞增至其設定值后，開始減計數，遞減至C、D點時，過程類似，FCMP1和FCMP2輸出電平分別發(fā)生跳變。同時，為了實現閉環(huán)控制的目的，在GP1的下溢中斷和匹配中斷程序中，通過掃描預先存入RAM的SPWM數據表得到。全比較單元的比較值在半個開周期期內更新一個新的SPWM數據，驅動信號的死區(qū)時間由專用寄存器設定。某時刻的死區(qū)控制波犁如圖6所示。

    SPWM邏輯驅動信號采用查表法產生。SPWM數據表采用直接法計算，預先存放于DSP的FLASH，初始化程序時將SPWM數據表調入高速RAM。S-PWM的調制比M取0．5～0．98，根據開關頻率20kHz，制成32個SPWM數據表，每個表存放200個數據，采用對稱規(guī)則等面積法，所以只計算1／4周期即200個小區(qū)間的等效脈沖寬度即可。通過雙向掃描數據表可獲得完整的正弦波。
    數據表計算公式如下：
   
    其中tk為第k個方波脈沖的寬度，M2為調制比，ω為工頻角頻率，Tk為第K時刻的時間值(K=0～199)。
    根據DSP的工作時鐘20MHz，則算得定時器的周期寄存器的值為500。根據以下定標公式計算數據表的值直接存入FLASH：
   
    Datak就是在[Tk，Tk+1]區(qū)間驅動信號的相對觸發(fā)時刻值。
    高頻逆變驅動電路采取移相控制方式。K1、K2組成超前臂，K3、K4組成滯后臂，分別超前Tm。開關管導通的時間分別為TK1、TK2、TK3、TK4。
    工頻變換器電路也采取移相控制方式。Q5、Q6組成超前臂，Q7、Q8組成滯后臂，分別超前Tn。開關管導通的時間分別為TK5、TK6、TK7、TK8。
    由于tk經PID調節(jié)器反饋控制的參數，所以引起TK(K=1，2，3，4，5，5，6，7，8)也隨之變化，實現實時閉環(huán)控制。
    采樣電壓和電流通過接口電路，經轉換，輸入DSP的A／D，并用DSP實現數字PID調節(jié)器，使逆變器根據負載的變化，實時根據誤差信號計算出相應的控制量△k，經對DSP編程，根據△k的大小，查找對應不同的調制比的SPWM數據表，從而達到閉環(huán)控制的目的。把給定的電壓與，電流大小與反饋的電壓和電流大小比較，調節(jié)輸出SPWM脈沖寬度從而控制驅動電路，注意：一定要使能DSP內EV擴展控制寄存器中的REVSOCE位，采用周期中斷啟動ADC，系統(tǒng)進入閉環(huán)控制。
    數字PID調節(jié)器算法如下：
    ek為第K步誤差值，uk為第K步控制量，u0為初始控制量，Ik為積分項，三個系數kp、kl、kD由參數整定得到。
   
    同時通過傳感器檢測過熱、過流等信號，經信號調理電路變成相應的方波信號，被DSP的事件管理器捕獲單元捕獲，檢測到的PDPINTx電平的變化產生INT1中斷，在200ns內終止所有的驅動信號。其具體控制過程如圖7所示。

4 實驗結果
    通過不斷的實驗，最終得到了滿意的結果，圖8示出了實驗輸出波形的結果，通過周波變換反相和濾波電路后得到相應的正弦波形。輸出電223V與標準電壓220V相比，其偏差為+1．3％<5％；1輸出波形頻率為50．08Hz，其偏差為<0．2Hz，達到標準頻率要求。經濾波后THD為1．8％。

5 總結
    通過利用TMS320F2812的事件管理器來實施單相逆變器的閉環(huán)控制，動態(tài)性能極大提高，同時DSP算法參數的整定關系到整個系統(tǒng)的正常工作，是有效實現過壓、過流等保護的前提條件。還有，選擇好傳感器是實現過壓、過流保護的關健。