摘要：直接轉矩控制(DTC)是目前應用于交流傳動電力機車異步牽引電機的控制策略。在此詳細介紹了異步牽引電機在機車基速范圍內，DTC的實現(xiàn)方式，通過Matlab／Simulink搭建了仿真模型，最后在基于TMS320VC33+TMS320LF2407A的雙DSP控制器逆變器實驗平臺上完成了硬件實驗，仿真和實驗結果驗證了控制策略的正確性。
關鍵詞：異步電機；直接轉矩控制；磁鏈軌跡；控制器

1 引言
    對交流傳動電力機車這類變流器開關頻率較低而關斷電流較大的交流傳動控制系統(tǒng)而言，無論是使用矢量控制還是DTC策略，當它與空間矢量調制(SVPWM)策略結合時，在整個調速區(qū)段，定子磁鏈軌跡不可能一直保持為準圓形，都會從一定速度開始由異步調制向同步調制過渡，
以及在某個速度段內不同載波比的分段同步調制的過渡。異步調制利用較高的開關頻率使定子磁鏈最大限度地逼近圓形，從而減少低速運行時定子電流畸變問題，分段同步調制使定子磁鏈軌跡轉為多邊形，降低了電機高速運行時逆變器開關頻率和開關損耗，但分段同步調制算法較復雜。這里提出了一種適用于電力牽引的DTC方案，它由異步牽引電機低速運行的新型空間矢量異步調制DTC和高速運行時直接自控制(DSC)方式組成，通過速度閾值切換兩套策略，完成了對異步牽引電機的閉環(huán)控制，仿真和實驗驗證了該方案有效。

2 牽引電機的直接轉矩控制實現(xiàn)
2．1 低速異步空間矢量調制直接轉矩控制
    電力機車在低速區(qū)段使用新型基于SVPWM的DTC技術，如圖1所示。

    圖1首先利用觀測器估算(k-1)時刻靜止α，β坐標系下定子磁鏈幅值|ψs|及其α，β軸上的分量ψsα和ψsβ，以及此時轉矩Te，對轉矩和磁鏈分別進行PI調節(jié)，那么轉矩PI將調節(jié)出轉矩動態(tài)增量△Xd，磁鏈PI將調節(jié)出磁鏈動態(tài)增量kψ，最后可得在此控制周期Ts結束時，希望定子磁鏈所在位置θref為當前磁通角度θ加上穩(wěn)定運行掃過角度△Xσ以及△Xd，即：θref=θ+△Xσ+△Xd。
    對于定子磁鏈幅值，設當前量為|ψs|，因此希望在Ts結束時，定子磁鏈幅值為|ψs|(1+kψ)，最后可確定預測的那么在Ts內定子磁鏈的增量△ψs=ψsref-ψs(k-1)。假如Ts足夠短，可認為有：包含了下一時刻所希望得到的轉矩值與|ψs|信息，將進行空間矢量異步調制就可得到牽引逆變器的門極脈沖，從而控制電機。
2．2 分段同步調制方式
    圖2為兩種策略的逆變器開關頻率。異步調制正負半周的脈沖數(shù)不對稱。隨著基波頻率上升，不對稱脈沖寬度增大，轉矩脈動劇烈，則脈沖數(shù)保持對稱的同步調制將取代異步調制。這時采用異步調制向同步調制過渡的方式，將逆變器開關頻率fs強制拉低，但隨著基波頻率fb上升，fs將繼續(xù)上升至安全上限，繼續(xù)減小載波比，拉低fs，形成了分段同步(1，2，3)調制過渡。實際工作時，逆變器在此調制方式下fs受電機轉速影響很大，只有在轉換點附近，fs才得以充分利用，而只有一直讓逆變器工作在安全上限附近，才能在保證期間安全的前提下，最大限度地利用fs，如圖2實線所示。

2．3 直接自控制方式
    采用分段同步調制存在如前所述的諸多問題，為此這里采用較簡單且可靠的DSC方式如圖3所示。

    由于上下兩種控制方式在結構上差異巨大，在選擇切換時可能會帶來諸如轉矩脈動等不利影響，但經過仿真和實驗發(fā)現(xiàn)保持一定的采樣率和完善的過渡措施并不會引起轉矩大的脈動。
    傳統(tǒng)DSC方式并不能自我實現(xiàn)開關頻率的恒定，這是因為當定子磁鏈位置一定時，不同電壓矢量對磁鏈和Tf的作用效果不同，與磁鏈角度越小，改變|ψs|越顯著，與磁鏈越垂直，改變轉矩越顯著，造成了被控量到達相應滯環(huán)閾值時間的差異，因此fs不固定。此外滯環(huán)寬度也是一個重要因素，滯環(huán)寬度越大，在電壓矢量的作用下，Tf和|ψs|到達相應滯環(huán)閾值的時間也越長，fs也就越低，故加入了開關頻率PI調節(jié)單元，根據(jù)測定的實際fs，時刻調整轉矩滯環(huán)寬度，實現(xiàn)了fs固定。圖4示出fs固定前后仿真結果。

    結果顯示，采用開關頻率PI調節(jié)器和可變滯環(huán)比較器前，隨著轉速ω上升，fs不固定的，且存在較大波動，顯然是不符合充分利用fs的目的，而加入了開關頻率PI調節(jié)單元和可變滯環(huán)比較器后，實現(xiàn)了fs恒定。

3 實驗分析
3．1 Matlab／Simulink的仿真分析
    為驗證所提出控制策略的正確性與可行性，首先搭建了基于圖1．3所示的Matlab／Smulink仿真實驗框圖，進行仿真驗證，選取DJ2型交流傳動電力機車使用的JD121三相異步牽引電機進行仿真，參數(shù)為：電機功率1 225 kW，定子電阻40．2 mΩ，轉子電阻40．5 mΩ，定子漏感975．5μH，轉子漏感843．8μH，互感28．3 mH，定子磁鏈給定，中間直流電壓Udc=2．8 kV。模型由低速模型和高速模型組成，假設電機從零速開始上升到基速，期間在15％的低速區(qū)內使用了圓形磁鏈軌跡的異步SVPWMDTC，而在15％到基速范圍內使用了六邊形磁鏈軌跡的DSC方式。由于采用了合理的過渡措施，避免了轉矩在切換處的沖擊。
    圖5a顯示了圓形磁鏈軌跡與六邊形磁鏈軌跡切換點附近電流變化情況，虛線左側為圓形磁鏈軌跡對應的定子電流is1，虛線右側為六邊形對應的定子電流is2。虛線所示的交接處沒有產生電流紊亂，過渡平穩(wěn)故未產生轉矩沖擊。圖5b中圓形磁鏈軌跡與六邊形磁鏈軌跡完美對接，磁鏈軌跡未發(fā)生紊亂。

    值得注意，六邊形磁鏈雖然規(guī)則對稱，但離理想圓形仍相去甚遠，相應定子電流(勵磁電流)必含有較大的諧波分量，畸變比較嚴重，但可通過折角處理抑制這種畸變。
3．2 使用雙DSP控制器的硬件實驗分析
    在仿真基礎上，進行了小功率異步電機的硬件實驗。硬件實驗平臺采用異步電動機拖動他勵直流發(fā)電機帶電阻負載，通過改變他勵發(fā)電機勵磁電壓，調節(jié)負載，控制器采用雙DSP芯片系統(tǒng)TMS320VC33+TMS320LF2407A，2407主要采集轉速和電壓、電流然后通過握手協(xié)議向VC33傳送采集的數(shù)據(jù)以及向IGBT驅動發(fā)送脈沖的外圍工作，而VC33是150 MHz的浮點運算芯片，主要接收2407傳輸?shù)牟杉瘮?shù)據(jù)，然后進行控制策略和PWM策略計算，最后向2407發(fā)送控制命令及改變PWM脈沖信息等。系統(tǒng)開關頻率1 kHz，采樣頻率10 kHz，利用板載D／A模塊，將定子電壓、電流、定子磁鏈波形分別進行顯示。
    圖6示出圓形磁鏈軌跡及其對應的定子線電壓和相電流，可見定子磁鏈保持了較好的圓度，定子相電壓也保持對稱，未出現(xiàn)較多毛刺，由于磁鏈圓度較好，相電流保持了較好的正弦性，由于采樣率不是很高，電流內部有較多毛刺，不是很平滑。

    圖7示出正六邊形磁鏈軌跡及其對應的定子線電壓和相電流，可見定子磁鏈在高速時保持了較好的對稱度，定子相電壓也保持對稱，沒有出現(xiàn)較多毛刺，但由于定子磁鏈不再保持圓形，正如仿真分析所得結果，使得定子電流正弦度變差，但可通過折角處理得以改善，此處不贅述。

4 結論
    以電力牽引直接轉矩控制為研究對象，提出在電機低速區(qū)域采用異步空間矢量調制直接轉矩控制，它采用預測控制的思想，利用當前定子磁鏈與預期定子磁鏈的誤差構成微分量，生成參考電壓矢量，完成對電機的閉環(huán)控制，同時在高速區(qū)采用直接自控制代替分段同步調制，避免了復雜的同步調制運算，并且利用一個開關頻率反饋控制環(huán)完成了開關頻率的固定，最后利用數(shù)字化交流傳動實驗平臺對所提理論進行了實驗驗證，實驗結果驗證了此處所提出策略的正確性。