摘 要： 基于FPGA芯片Stratix II EP2S60F672C4設計實現了數字基帶預失真系統中的環(huán)路延遲估計模塊。該模塊運用了一種環(huán)路延遲估計新方法，易于FPGA實現。同時，在信號失真的情況下也能給出正確的估計結果。Modelsim SE 6.5c的時序仿真結果和SignalTaps II的硬件調試結果驗證了模塊的有效性。
關鍵詞： 功率放大器；數字基帶預失真；相關；環(huán)路延時估計；FPGA

隨著現代無線通信產業(yè)的快速發(fā)展，為了充分利用有限的無線頻譜資源，現代通信系統采用了正交調制和多載波技術。然而這些技術對發(fā)射端前置高功率放大器(HPA)的線性度提出了非常高的要求[1]。在功率回退技術、負反饋法、前饋線性化技術和數字預失真技術等常用的線性化技術中，數字基帶預失真技術因其成本低廉而得到了廣泛的應用[2]。
在基于查找表(LUT)數字基帶預失真(DPD)系統[3]的實現過程中，DPD需要正確對比輸入信號x(n)和功率放大器輸出端的反饋信號z(n)。通常反饋信號相對于輸入信號有一段時間延遲，這就破壞了預失真系統的穩(wěn)定性，因此正確估計環(huán)路延遲并對其進行補償就顯得十分必要。
近年來，國內外學者對環(huán)路延遲估計進行了分析并提出了一些估計算法，如迭代法(Nagata Algorithm)[3]、延時鎖定環(huán)路法(DLL Method)[4]和相關檢測法(Correlation method)[5]等，它們都有各自的優(yōu)缺點。 本文結合參考文獻[6]提出的幅度差相關算法和參考文獻[7]中基于數據流相關運算的改進算法提出了新的方法。該方法在用于FPGA實現時難度低于參考文獻[6]，同時在信號失真的情況下也能給出正確的估計值。
1 環(huán)路延遲估計算法
環(huán)路延遲是指信號從系統輸入端到反饋輸出端所產生的時間延遲。通常，反饋信號z(n)相對于輸入信號x(n)都會有一段時間的延遲，并且該延遲會隨著時間和溫度的改變而改變，故需要對其進行實時估計。
參考文獻[6]提出的幅度差相關法為：

算法通過搜索R(m)的最大值得到環(huán)路延遲的估計值。其通過對信號幅度的差取符號，減少了運算量。但用于FPGA實現時，需要復雜的時序控制，可實現度不高。
數據流相關運算的表達式為：

此算法通過誤差的疊加盡量放大兩信號之間的差異。當無整數倍延遲偏差時，兩組數據差值最小，故可以通過搜索R(m)的最小值得到整數倍環(huán)路延遲的估計值。由式(5)可知此算法具有運算復雜度低和易于實現的優(yōu)點，但它要求反饋信號未經衰落信道畸變及高斯噪聲影響才可以實現。
針對上述兩種算法的不足，本文提出了新的方法。其基本表達式為：

其中|·|表示取絕對值，其他符號的定義與參考文獻[6]一致。
由PA輸入、輸出兩組數據具有一定的相關性可知，當沒有整數倍延遲偏差時，兩組數據差值最小，故可以通過搜索R(m)的最小值得到整數倍環(huán)路延遲的估計值。
對比式(6)和式(1)可知，本方法在用于FPGA實現時比參考文獻[7]要減少一個計算D[x(n)]×D[z(n-m)]的步驟；同時本方法在計算時只涉及到加減運算，故其時序控制比參考文獻[6]簡單。對比式(6)和式(5)，本方法先通過式(2)保留信號的變化信息，再通過式(6)保留輸入信號和反饋信號之間的相似性，故其不用像參考文獻[7]那樣對反饋信號有要求。不過，本方法和其他相關算法一樣要求輸入信號的周期必須大于環(huán)路延遲的值。
2 Matlab仿真結果及分析
為了驗證本文所提方法的有效性，進行了仿真分析。仿真所采用的系統框圖如圖1所示，其中PA行為模型采用的是并行維納結構，OFDM信號延遲了22個周期。

為了驗證算法的魯棒性，本文還給出了算法在反饋信號z(n)相對于輸入信號x(n)失真不同程度的情況下，環(huán)路延遲估計值。其中，輸入信號和反饋信號的功率譜密度如圖2所示。反饋信號是輸入信號經過PA后未加噪聲、而加了SNR=30 dB和SNR=20 dB的高斯白噪聲后得到的。圖3所示為采用本文所提出的方法，對圖2中的信號進行環(huán)路延遲估計給出的理論估計值。由圖3可知，當反饋信號嚴重失真時，本文提出的方法也能給出正確的估計值，從而證明了本文所提方法的有效性。

3 環(huán)路延時估計的FPGA實現
根據實際數字基帶預失真系統的需要，環(huán)路延時估計在采用FPGA芯片Stratix II EP2S60F672C4實現時，“相關窗”的長度L取250，共做了60次相關即k∈(0，60)，其實現的結構框圖如圖4所示。

(1)接收存儲數據。將所要使用的數據存儲在FPGA的RAM中，存儲的數據包含基帶發(fā)射信號及接收信號的實部、虛部4組數據。