摘要：介紹了一種新的單級功率因數(shù)校正拓撲，結(jié)構(gòu)簡單，成本低，效率高。采用無橋Boost實現(xiàn)PFC功能同時集成半橋DC/DC變換器。分析了其工作原理并給出了仿真電路圖和結(jié)果，另外還討論了降低儲能電容電壓的方法。

敘詞：功率因數(shù)校正 無橋Boost DC/DC變換 電源

Abstract：This paper presents a new power factor correction (PFC) method for Bridgeless Boost converter integrating dc/dc converter. The proposed topology has fewer components and improves the efficiency. The paper analyzes the basic principle of the circuit and gives the simulated circuit and results. At last discuss the method of low down the stress of bulk capacitor.

Keyword：PFC Bridgeless Boost DC/DC converter

1　引 言

傳統(tǒng)AC/DC變換器由于輸入整流橋后面直接接儲能大電容，導(dǎo)致變換器輸入諧波大，功率因素低，并且對電網(wǎng)造成污染。為了減小對諧波的污染，要求 AC/DC變換器必須進行功率因素校正。比較常用的方法是在變換器中加入一級有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)，也就是兩級變換器。但是兩級變換器增加了變換器的成本和復(fù)雜度，特別在小功率場合，尤其不適合。為此，提出了單級PFC的概念，也就是將PFC級和DC/DC級集成在一起，共用開關(guān)管。隨后提出了新型的單級 PFC族受到了廣泛的關(guān)注，單級PFC的各種拓撲和控制方法紛紛出現(xiàn)。

2　無輸入整流橋的單級PFC變換器

PFC級常用的方法是在電網(wǎng)輸入后加全橋整流，而工頻的整流橋不但體積大而且?guī)頁p耗。文獻[1]將單相PWM整流器集成到PFC級，省掉了輸入整流橋，從而提高效率。圖1為PWM整流器的兩種拓撲結(jié)構(gòu)。

圖1(a)和(b)的工作原理類似，都相當于兩個Boost電路，可以在輸入交流電壓正負半波的時候切換工作。圖(b)的優(yōu)點是兩個MOSFET共源極，這樣就不用采用隔離驅(qū)動，簡化設(shè)計。而圖(a)中隱藏著一個半橋開關(guān)管橋臂，文獻[2]成功的將圖1(a)中PWM整流器應(yīng)用到電子鎮(zhèn)流器中，設(shè)計出無輸入整流橋的半橋結(jié)構(gòu)單級PFC電子鎮(zhèn)流器，并且做出實驗結(jié)果。

本文在此基礎(chǔ)上，將圖1(a)中的PWM整流器和對稱半橋集成在一起，設(shè)計無輸入整流橋的單級PFC。

3　工作模態(tài)分析

圖2所示的單級PFC電路集成PWM整流器和半橋電路，從而省去了輸入整流橋。當交流輸入Vin處于正半波的時候上管作為PFC級和DC/DC級的集成開關(guān)管，當交流輸入Vin為負半波的時候，下管為集成開關(guān)管。兩組boost電路在工頻周期里實現(xiàn)PFC，而電感Lpfc上的電流始終保持斷續(xù)模式，以讓其峰值電流自動跟隨輸入電壓。由于后級為半橋dc/dc變換器，兩個開關(guān)管的占空比都為D, 則后級工作在連續(xù)模式時輸出電壓

這里Vo為輸出電壓，n=ns/np為次級繞組比初級繞組的比值，如果次級采用平衡繞組，則兩個次級繞組和初級繞組的比值為n1=n2=n。VC為儲能電容上的電壓。

圖3為Q1和Q2的控制信號。

以下分析各開關(guān)模態(tài)的工作狀態(tài)，在此之前先做一些假設(shè)：

1.假設(shè)輸出濾波電感和變壓器勵磁電感足夠大，其上的電流可認為是恒流。

2.元器件均為理想器件。

a.輸入電壓為正半波時，Q1占空比為D，Q2占空比也為D：

模態(tài)1，圖(4-a)：此模態(tài)中Q1導(dǎo)通，Lpfc上電流上升儲能，同時C1通過Q1給變換器次級提供能量。

模態(tài)2，圖(4-b)：此模態(tài)中Q1關(guān)斷，電感Lpfc電流經(jīng)D1以及Q2的體二極管給C1，C2充電。變壓器漏感Lr電流和勵磁電流經(jīng)Q2的體二極管給C2充電。

模態(tài)3，圖(4-c)：此時Q2導(dǎo)通，C2經(jīng)變壓器給次級提供能量。

模態(tài)4，圖(4-d)：此模態(tài)中Q2關(guān)斷，變壓器漏感Lr電流和勵磁電流經(jīng)Q1的體二極管給C1充電。

b.輸入電壓為負半波時，Q1，Q2占空比也為D：

在這半個工頻周期內(nèi)，Q2作為PFC級和DC/DC級的共用開關(guān)管。但是其工作原理與正半波的時候完全類似。

4　仿真電路及其波形

本文利用SIMetrix仿真軟件對無輸入整流橋的單級PFC變換器進行仿真分析。電路參數(shù)設(shè)置為：輸出功率 =50W,輸入電壓 =200 ，輸出電壓 =12V，電感 =100µH，開關(guān)頻率 =100kHZ，輸出濾波電容 =400uF， =400uF。采用芯片為uc1825,兩路控制信號輸出，圖5是仿真電路。仿真輸出波形與理論分析完全相符。輸出電壓12V以及電容(C1C2兩端)電壓，電感Lpfc上電流波形如圖6所示，從圖中可以看出輸入電流跟隨輸入電壓。仿真結(jié)果表明上文對基于無輸入整流橋的單級PFC變換器的工作分析是正確的，該電路實現(xiàn)了對系統(tǒng)的功率因數(shù)校正功能。

5　穩(wěn)態(tài)分析

為保證高的功率因素單級PFC電路的PFC級工作在DCM，而DC/DC級工作在CCM下，要注意電路功率平衡的問題。

當輸出功率減小的時候，則前級boost電路占空比會減小，則DC/DC級的占空比也會減小(因為共用開關(guān)管)，就會導(dǎo)致直流母線上的電壓上升從而縮窄脈寬達到新的功率平衡。反之當輸出功率增加的時候，則前級boost電路占空比會增加，則DC/DC級的占空比也會增加(因為共用開關(guān)管)，就會導(dǎo)致直流母線上的電壓下降從而達到新的功率平衡。所以輕載下，直流母線電壓會達到滿載時候的幾倍以上，這就限制了單級PFC的實際應(yīng)用。通常采用的方法是對直流母線采取鉗位措施，或者當電壓上升到一定的值，讓DC/DC級也進入DCM模式。當負載變輕時，占空比必然會減小，因此沒有不平衡功率存在，儲能電容的電壓不會因為負載變輕而增加。但是這種組合存在導(dǎo)通損耗和功率開關(guān)電流應(yīng)力大，效率低的缺點

假設(shè)開關(guān)頻率遠遠高于電網(wǎng)頻率?？闪睿?/p>

這里，Vim為輸入電壓的峰值。如果PFC級占空比為D，開關(guān)周期為T，可以得到輸入電流的低頻平均表達式：

那么輸入功率為：

將式(2)和(3)代入式(4)，可以的到

這里

對于DC/DC級，連續(xù)模式和斷續(xù)模式的臨界條件

當

的時候?qū)M入連續(xù)模式，此時電壓關(guān)系式為

當

的時候?qū)M入不連續(xù)模式，此時電壓關(guān)系式為：

這里

由前面的推導(dǎo)可知通過適當?shù)倪x擇Lf等參數(shù)(根據(jù)

此式來選擇)當負載變輕時使DC/DC級也進入DCM模式。當負載變重時使DC/DC級也進入CCM模式來降低電容電壓。

6　結(jié) 語

本文介紹了一種新的單級功率因數(shù)校正拓撲，由于整流橋和DC/DC變換共用開關(guān)管，節(jié)省了兩個整流管，減小損耗，提高了效率。給出了仿真電路圖和結(jié)果，另外還討論降低儲能電容電壓的方法。

參考文獻：

[1] A Power-Factor Controller for single stage PWM Rectifiers　 IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS VOL46

[2] A Single –stage Electronic ballast with High Power Factor　 IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS VOL47

[3] 張占松，蔡宣三， 開關(guān)電源原理與設(shè)計，第一版，電子工業(yè)出版社，1999

[4] 嚴百平，劉建，不連續(xù)導(dǎo)電模式高功率因數(shù)開關(guān)電源，第一版，科學(xué)出版社