中心議題：
    *  效率估計
    *  開關器件的損耗
解決方案：
    *  合理選擇開關電源IC有助于改善系統(tǒng)效率

效率是任何開關電源的基本指標，任何開關電源的設計考首先需要考慮的是效率優(yōu)化，特別是便攜式產品，因為高效率有助于延長電池的工作時間，消費者可以有更多時間享受便攜產品的各種功能。開關電源設計中，為獲得最高轉換效率，工程師必須了解轉換電路中產生損耗的機制，以尋求降低損耗的途徑。另外，工程師還要熟悉開關電源器件的各種特點，以選擇最合適的芯片來達到高效指標。

本文介紹了影響開關電源效率的基本因素，并提供了一些關于降低開關電源損耗的方法。

效率估計

能量轉換系統(tǒng)必定存在效率損耗，因此，在實際應用中我們只能盡可能地獲得接近100%的轉換效率。目前市場上一些高質量開關電源的效率可以達到95%左右。圖1所示電路的效率可以達到97%，但在輕載時效率有所降低。

開關電源的損耗大部分來自開關器件(MOSFET和二極管)，另外一部分損耗來自電感和電容。選擇開關電源器件時，需要考慮控制器的架構和內部元件，以期獲得高效指標。圖1采用了多種方法來降低能量損耗，例如：同步整流，芯片內部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。

圖1MAX1556降壓控制器的應用電路

開關器件的損耗

MOSFET和二極管由于其自身特性，會大大降低系統(tǒng)效率。相關損耗主要分成兩部分：傳導損耗和開關損耗。簡單地說，任何電流回路都存在損耗電阻，造成能量損耗。MOSFET和二極管是開關元件，導通時電流流過MOSFET或二極管，會有導通壓降。由于MOSFET只有在導通時才有電流流過，MOSFET的傳導損耗與其導通電阻、占空比和導通時的電流有關：

PCONDMOSFET = IMOSFETONavg 2 ×RDSON ×D

式1中，IMOSFETONavg是MOSFET在導通時的平均電流。MOSFET的傳導損耗的起因是導通電阻，導通電阻通常非常小。二極管的傳導損耗則取決于自身的導通壓降(VF)，導通壓降相對較大。因此，二極管與MOSFET相比會引入更大的傳導損耗。二極管的傳導損耗由導通電流、導通壓降、導通時間決定。MOSFET關斷時，二極管導通，二極管的傳導損耗可以由以下公式計算：

PCONDDIODE = IDIODEONavg ×VF×(1-D)

IDIODEONavg是二極管導通時的平均電流。從公式可以看出，導通時間越長，相關的傳導損耗越大。降壓電路中，輸出電壓越低，二極管的導通時間越長，相應的傳導損耗也越大。

由于開關損耗是由開關的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開關損耗，器件從完全導通到完全關閉或從完全關閉到完全導通需要一定時間，在這個過程中會產生能量損耗。圖2所示MOSFET的漏源電壓和漏源電流的關系圖可以很好地解釋MOSFET的開關損耗，從上半部分波形可以看出，在MOSFET的開關過程中，由于對MOSFET的電容充電、放電，其電流和電壓不能突變。圖中，VDS降到最終狀態(tài)(=ID×RDSON)之前，滿負荷電流將流過MOSFET。相反，關斷時，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關斷狀態(tài)的最終值。開關過程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關損耗的來源，從圖2可以清楚地看到這一點。

圖2開關損耗發(fā)生在MOSFET通斷期間的過渡過程

開關過渡時間與頻率無關，因此開關頻率越高開關損耗也越大。這一點很容易理解，開關周期變短時，MOSFET的開關過渡時間所占比例會大大增加，從而增大開關損耗。

與MOSFET相同，二極管也存在開關損耗。這個損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復時間，發(fā)生在二極管從正向導通到反向截止的轉換過程。當反向電壓加在二級管兩端時，電流會對二極管充電，產生反向電流尖峰(IRRPEAK)，從而造成V × I能量損耗，因為反向電流和反向電壓同時存在于二極管。圖3給出了二極管在反向恢復時的示意圖。

圖3反向電壓加在二級管時由于正向電流造成的累積電荷的釋放形成了電流尖峰

了解了二極管的反向特性，可以由下式估算二極管的開關損耗：

PSWDIODE ≈ 0.5×VREVERSE×IRRPEAK×tRR2×fs

VREVERSE是二極管的反向偏置電壓，IRRPEAK是反向電流，tRR2是從反向電流峰值到恢復電流為正的時間。對于降壓電路，當MOSFET導通的時候，Vin為二極管的反向偏置電壓。

基于上述討論，減小開關器件損耗的直接途徑是：選擇低導通電阻、可快速切換的MOSFET；選擇低導通壓降、快速恢復的二極管。通常，增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓，有助于降低導通電阻。因此，選擇MOSFET時需要在尺寸和效率之間進行權衡。另外，由于MOSFET的正溫度特性，當芯片溫度升高時，導通電阻會相應增大。必須采用適當的熱管理方案保持較低的結溫，使導通電阻不會過大。導通電阻和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓，使MOSFET充分導通，該方案也會增大柵極驅動損耗。而且，開關控制器件本身通常無法產生較高的柵極驅動電壓，除非芯片提供有自舉電路，或采用外部柵極驅動。MOSFET的開關損耗取決于寄生電容，較大的寄生電容需要較長的充電時間，使開關轉換變緩，損耗更多的能量。米勒電容通常反比于MOSFET的傳導電容或柵-漏電容，在開關過程中對轉換時間起決定作用。米勒電容的充電電荷定義為QGD，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來說，MOSFET的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開關損耗和傳導損耗，同時也要謹慎選擇電路的開關頻率。
 
對于二極管，必須降低導通壓降，以降低由此產生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的二極管，導通壓降一般在0.7V～1.5V之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會影響導通壓降和反向恢復時間。額定電壓較高的大尺寸二極管通常具有較高VF的和tRR，這會造成比較大的損耗。高速應用中的開關二極管一般以速度劃分，速度越高，反向恢復時間越短?？旎謴投O管的tRR為幾百納秒，而超高速快恢復二極管的tRR為幾十納秒。PN結二極管的導通壓降較大，適合大電流、高壓工作場合，通常用于大功率系統(tǒng)。低功率或便攜產品中，即使經過優(yōu)化選擇的導通壓降和tRR二極管仍會帶來較大的損耗。

低功耗應用中，替代快恢復二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復時間幾乎可以忽略，反向恢復電壓也只有普通二極管的一半，但它的工作電壓遠遠低于快恢復二極管。考慮到這些特點，肖特基二極管被廣泛用于低功耗設計，在低占空比時可以降低開關二極管的損耗。

公式

在一些低壓應用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產生的傳導損耗也無法接受。比如，在輸出為1.5V的電路中，肖特基二極管的0.5V導通壓降會產生33%的能量損耗。為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻的MOSFET實現(xiàn)同步控制架構。圖1電路用MOSFET取代二極管，它與另外一個MOSFET同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個導通。由此，二極管的高導通壓降問題被轉換成MOSFET的導通電阻和壓降，取代了二極管的傳導損耗。當然，同步整流也會帶來其它影響，例如：增加了系統(tǒng)設計的復雜度、成本，特別是在大電流應用中，這種架構不見得比異步方案更優(yōu)越，因為MOSFET傳導損耗的提升與電流的平方成正比。另外，我們還要考慮同步整流中柵極驅動引入的能量損耗。

以上討論了MOSFET和二極管對開關電源效率的影響。合理選擇開關器件有助于改善效率，但這并非唯一的優(yōu)化開關電源設計的渠道。從下面的討論可以看到，電感、電容引入的損耗也是設計高效開關電源所面臨的問題。

電感損耗

電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗，線圈損耗歸結于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結于電感的磁特性。對一個固定的電感值，電感尺寸較小時，為了保持相同匝數必須減小線圈的橫截面積，因此導致DCR增大；對于給定的電感尺寸，小電感值允許減小DCR。已知DCR和平均電感電流Ilavq，電感的電阻損耗可以用下式估算。

PLdcr = ILavg 2×DCR

磁芯損耗并不像傳導損耗那樣容易估算。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。開關電源中，盡管平均直流電流流過電感，由于通過電感的開關電壓的變化產生的紋波電流導致磁芯周期性的磁通變化。磁滯損耗源于每個交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，正比于頻率和磁通密度。

電容損耗

與理想的電容模型相反，電容元件的實際物理特性導致了幾種損耗。電容在電源電路中主要起穩(wěn)壓、濾除輸入/輸出噪聲的作用(圖4)，電容的這些損耗降低了開關電源的效率。這些損耗可以通過三種現(xiàn)象描述：等效串聯(lián)電阻損耗、漏電流損耗和電介質損耗。電容的阻性損耗顯而易見。既然電流在每個開關周期流入、流出電容，電容固有的電阻(Rc)將造成一定功耗。漏電流損耗(RL)是由于電容絕緣材料的電阻導致較小電流流過電容而產生的功率損耗。電介質損耗(RD)比較復雜，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場發(fā)生變化，從而使電介質分子極化造成功率損耗。

圖4電容損耗模型一般簡化為一個等效串聯(lián)電阻

開關電源IC的折衷選擇

合理選擇開關電源IC有助于改善系統(tǒng)效率，特別需要考慮IC封裝、設計和控制架構。功率開關集成到IC內部時可以省去繁瑣的MOSFET或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應，可以在一定程度上提高效率。IC規(guī)格中值得注意的一項指標是靜態(tài)電流(IQ)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于一倍或兩倍的靜態(tài)電流)，IQ對效率的影響并不明顯，因為負載電流遠大于IQ，而隨著負載電流的降低，效率有下降的趨勢，因為IQ對應的功率占總功率的比例提高。對于便攜產品或電池供電產品，無疑選擇具有極低IQ的電源IC比較理想，有些IC則通過不同的工作模式(例如：休眠模式或低功耗關斷模式)來降低IQ。

開關電源的控制架構是影響開關電源效率的關鍵因素之一。圖1所示同步整流架構中，由于采用低導通電阻的MOSFET取代了功耗較大的開關二極管，可有效改善效率指標。另一種常見的DC-DC控制結構是在輕載時進入跳脈沖工作模式，與單純的PWM開關操作(在重載和輕載時均采用固定的開關頻率)不同，跳脈沖模式下轉換器工作在跳躍的開關周期，可以節(jié)省不必要的開關操作。跳脈沖模式下，在一段較長時間內電感放電，將能量從電感傳遞給負載，以維持輸出電壓。但是，跳脈沖模式會產生額外的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率，很難濾除。先進的開關電源IC會合理利用兩者的優(yōu)勢：重載時采用恒定PWM頻率；輕載時采用跳脈沖模式，圖1所示IC即提供了這樣的工作模式。

優(yōu)化開關電源效率

開關電源因其高效率指標得到廣泛應用，但其效率仍然受開關電路的一些固有損耗的制約。設計開關電源時，需要仔細研究造成開關電源損耗的來源，合理選擇器件，從而充分利用開關電源的高效優(yōu)勢。