1 引言

經過多年的發(fā)展，開關電源技術已經取得了很大成功，其應用也十分普遍和廣泛。但因其結構復雜，涉及的元器件較多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些問題需要解決。例如:電源的設計和生產需要較高的技術支持;電路的調試要有實際經驗，也有一定的難度。對于第一個問題，由于目前各種開關電源雖然形式多樣，結構各異，但其大都源于幾種基本的dc-dc變換器拓撲結構，或者是這些基本電路組合，因此，可以對幾種基本dc-dc變換器進行分析，將已有的電路設計公式應用于實際開關電源的設計。對于第二個問題，隨著計算機硬件和軟件的發(fā)展以及仿真技術的不斷完善，人們可以利用仿真技術來解決開關電源產品開發(fā)和生產中存在的問題。

本文在對基本的buck變換器電路拓撲分析的基礎上，對與之相關的正激變換器和雙管正激變換器進行了分析，發(fā)現可以通過等效變換，從buck變換電路的設計公式中推導出正激變換和雙管正激變換電路的參數計算公式;此外，采用pspice仿真軟件進行了電路仿真試驗，仿真結果證明了開關電源電路設計的正確性。

2 buck變換的拓撲結構與參數設計

基本buck變換器的電路拓撲結構如圖1所示，由電壓源vi、串聯開關s、續(xù)流二極管vd和由lc組成的電流負載組合而成，其中l(wèi)的大小決定輸出電流紋波，而輸出電壓紋波則由c決定，這是最基本的一種直流變換器。

圖1 基本的buck變換器

文獻[1]給出了buck變換器的電路設計公式，根據buck變換器的輸出公式:

式中:ρ為占空比，且有:ρ=ton/t，則ρ=vo/vi。

電感l(wèi)的計算公式為:

式中:f為開關頻率;

iomin為輸出最小電流。

而電容c的計算公式為:

式中:δvo為輸出電壓紋波。

3 正激變換的公式推導

3.1 拓撲結構與工作模式

一個單管正激變換器的主電路拓撲結構如圖2所示，由于正激變換器是在基本的buck型變換器基礎上多了一個隔離變壓器t1、一個二極管vd1和一個由回收繞組n3和箝位二極管vd3構成的復位電路。由于電路形式發(fā)生了變化，所以設計時不能直接使用上述基本buck變換器的參數計算公式。本文通過對正激變換器工作模式的分析，采用等效變換方法將正激變換器等效為一個基本的buck變換電路，由此可將基本buck變換電路的參數計算公式(2)和(3)推廣到一類正激變換器的參數計算，建立新的設計公式。

圖2 單管正激變換器主電路結構

正激變換器的工作模式為:

(1) 當v1導通時，二極管vd1導通，輸入電網經變壓器耦合向負載傳輸能量，此時，濾波電感l(wèi)1儲能;

(2) 當v1截止時，二極管vd1截止，電感l(wèi)1中產生的感應電勢使續(xù)流二極管vd2導通，電感l(wèi)1中儲存的能量通過二極管vd2向負載釋放。

3.2 等效變換與參數計算

根據對正激變換器工作模式的分析，可以發(fā)現二極管vd1的通斷與開關管v1的通斷同步，因此可以將二極管vd1用一個等效開關管v代替，如果可以忽略v1的導通壓降，則變壓器副邊繞組的感生電壓為:

式中:k為變壓器的匝比，且有k=n1/n2。

如果用一個大小為vi′的電壓源代替變壓器副邊繞組，就可以將整個正激變換器的輸出邊等效變換為一個基本的buck變換器。等效電路如圖3所示，圖中用開關v代替了圖2電路中的開關管v1與二極管vd1的作用。由此，通過等效變換的正激變換器主電路拓撲結構與圖1所示的基本buck變換器的拓撲結構一致。這樣，就可以采用基本buck變換器的參數計算公式(2)和(3)來設計正激變換器。

圖3 等效buck變換器

由圖3可將公式(2)和(3)推廣，得到等效后的正激變換器參數計算:

(1) 占空比的計算:

(2) 濾波電感的計算:

(3) 濾波電容的計算:

式(5)、(6)和(7)即為正激變換器的參數計算公式，從式(5)可知占空比不僅與輸入輸出電壓有關，還跟變壓器的匝比有關，與式(2)和式(3)相比，濾波電容與電感的計算也多了一個變壓器的匝比參數k。

3.3 計算公式驗證

現通過pspice仿真來驗證所推公式的正確性。設計一個正激變換器，要求其輸入電壓為48vdc，輸出電壓為12vdc，輸出電流為5a，輸出電壓紋波分量 δvo為1v，開關頻率f為50khz。先選定ρ=0.4，即ton=8μs，再由式(5)、(6)和式(7)算出變壓器的匝數比為1.6，l1=15μh，c1=24μf，而rl=vo/io=2.4ω。

在pspice下繪制電氣原理圖，并對其進行暫態(tài)時域分析，仿真時間設為1ms。

仿真輸出電壓波形如圖4所示，可以看出，其輸出電壓在0.2ms后就已經穩(wěn)定在所要求的12v上了，其輸出紋波也完全符合要求，從而證明前面所推公式是正確的。

圖4 雙管正激變換器主電路

4 開關電源設計舉例

現利用上述方法，設計一個雙管正激型開關穩(wěn)壓電源，要求輸入電壓為48vdc，輸入變化范圍為±5%，輸出電壓為12vdc，輸出電壓紋波范圍為1v，輸出電流為5a，開關頻率為50khz。

(1) 主電路參數計算

選取雙管正激電路作為開關穩(wěn)壓電源的主電路，如圖5所示。其工作原理與單管正激變換器相同，只是這里的兩個開關管同時導通和關斷，且因為有vda、vdb，不需另外的復位電路?？刂齐娐穭t采用簡單的電壓控制模式。

圖5 雙管正激變換器主電路

這里可以直接用正激變換器的公式計算其參數。由設計要求可知t=1/f=20μs，r=vo/io=2.4ω，iomin=11.5v/2.4ω=4.79a。由于雙管正激電路占空比最大只能為0.5，因此可以選取當輸入為45.6v(輸入電壓最小)時，占空比為0.45，然后由式(5)算出變壓器的變比為7/4，由式(6)求出電感l(wèi)=13μh，根據式(7)解出電容c=25μf。

(2) 控制電路參數計算

開關電源采用占空比控制方式，可分為電壓模式控制和電流模式控制兩大類。電壓模式控制僅有一個電壓控制環(huán)，電流模式控制中還存在電流內環(huán)。這里采用電壓模式控制，如圖6所示，運算放大器u1為電壓控制器，運算放大器u2為比較器。其控制原理為，取樣于輸出電壓的反饋電壓uf與給定電壓v3相比較，經過比例積分環(huán)節(jié)，輸出電壓再與鋸齒波v1比較，產生一個pwm波，去驅動開關管。

圖6 開關穩(wěn)壓電源的控制電路

控制電路采用pi電壓調節(jié)器，需要確定的參數有c2、r3和r2，還有輸出采樣電阻。選取取樣電壓為輸出電壓的1/6，取樣電阻的值最后根據調試結果確定。根據不同要求的輸出電壓，調節(jié)可變電阻r6，以獲得相應的給定電壓。取截止頻率為開關頻率的1/20，即τ=0.0004s。取r2=10kω，先取放大倍數kp=10，則r3=100kω，c2=τ/r3=40pf。

5 仿真試驗

將設計的開關電源用pspice進行仿真，首先在pspice下繪制電氣原理圖，仿真電路如圖7所示。再按上述步驟進行參數設計，最后進行仿真試驗和電路調試，由于仿真試驗的主要目的在于參數的確定和調試，因此，為簡便起見可暫不考慮保護電路的作用。調試后的各參數最佳值見圖7。

圖7 開關穩(wěn)壓電源電路原理圖

將圖7所示的開關電源控制電路圖用pspice進行仿真，并進行暫態(tài)時域分析，仿真時間設為2ms。仿真輸出波形如圖8所示:

圖8 vi=45v時的pwm波形、輸出電壓和取樣電壓波形

圖9 vi=48v時的pwm波形和輸出電壓

從圖8可以看出，其輸出電壓和反饋電壓均滿足設計要求。

從圖9和10可以看到，雖然輸入電壓發(fā)生了變化，但該系統(tǒng)能實現對占空比的自動調節(jié)，使其輸出電壓穩(wěn)定在所要求的12v，而且輸出紋波和穩(wěn)定時間均滿足設計要求。

圖10 vi=51v時的輸出電壓波形圖

6 結束語

本文通過對正激變換電路進行等效變換，將基本buck變換器的參數計算公式推廣到一類正激變換電路的參數設計，并采用pspice仿真軟件進行正激變換器的仿真試驗，仿真結果表明了所推導公式是正確的。進而對開關電源進行了pspice仿真、調試，證明了所推導的正激變換器參數計算公式適用于所有隔離型buck變換電路。