一、引言

在通信用開關電源系統(tǒng)中，為了減少輸入電流諧波，降低其對電網的污染，同時有利于后級DC-DC變換電路的穩(wěn)定工作，交流輸入側多采用有源功率因數校正技術。功率因數是一項非常重要的指標，定義為有功功率和視在功率之比，理想情況下其值為1。然而普通開關電源的功率因數并不高，其原因是：交流輸入經整流、大電容濾波后，僅在交流電壓正弦波頂部附近濾波電容被充電，使得輸入電流呈現(xiàn)脈沖波形。這種電流的基波是和輸入電壓同相位的，產生有功功率。但電流波形中較大的高次諧波與輸入電壓既不同頻也不同相從而產生無功功率，通常功率因數很低。較低的功率因數不僅降低了電源利用率，同時因諧波電流流過線阻抗引起交互干擾，產生EMC 難題；大諧波電流增大了傳輸損耗的同時也給電網帶來了危害，并可造成線路過載?？梢姡β室驍祵νㄐ畔到y(tǒng)中設備高效、安全、穩(wěn)定的運行有著直接影響。
提高功率因數最簡單的方法是無源補償法，但由于無源法中應用的器件體積大而笨重且性能指標不理想，目前最先進的方法是采用有源功率因數校正技術（APFC）。與無源校正相比，有源功率因數校正電路抑制諧波效果更明顯，總諧波含量可抑制在5%以內，功率因數可達到0.9以上，接近單位功率因數。

二、APFC電路的基本原理

單相有源功率因數校正電路的控制主要包括應用乘法器的電流連續(xù)工作方式（CCM）和射隨器的電流非連續(xù)工作方式（DCM）。輸出功率在700W以上電源目前主要以CCM方式為主，主電路拓撲多采用升壓（boost）變換器,這主要是由于boost變換器具有輸入電流小、效率高、輸入電壓范圍寬的優(yōu)點；同時儲能電感也可作為濾波器抑制RFI和EMI噪聲?；竟ぷ髟硪妶D1，其中的boost變換器工作于CCM方式，可以看出，控制電路采用了電壓、電流雙閉環(huán)控制，電流反饋網絡的取樣信號是升壓變換器的電感電流，電壓反饋網絡的取樣信號是變換器的輸出電壓。正比于輸入電流的取樣信號與乘法器的輸出進行比較，經處理轉換成PWM脈沖，控制功率管S導通或關斷。功率管導通后，電感電流線性上升。當取樣電流與參考電流相等時，控制器使功率管關斷，此時電感的自感電勢使二極管D導通，儲能電感L通過二極管D對電容C放電，電感電流線性下降。隨后第二個開關周期開始，重復上述過程。通過對電感電流進行采樣并實施控制，使電感電流的幅值與輸入電壓同相位的正弦參考信號成正比，從而達到功率因數校正的目的。同時根據輸出電壓反饋，利用乘法器電路來控制正弦電流，以獲得穩(wěn)定的電壓輸出。

圖1

三、關鍵電路設計與實例

實例中涉及到的有關設計數據有：


3.1　功率級電路分析

由于穩(wěn)態(tài)時一個周期內電感的平均電壓為零，即維持伏秒平衡，于是有

式中：
T_ON--功率管S導通時間

T_OFF --功率管S關斷時間
輸出電壓

式中：D—功率管S的導通占空比，

因D總是小于1，所以
占空比

因輸入電壓

故

說明在半個電網周期內占空比是時變的。且在電網電壓過零時達到最大，在電網電壓的峰值處降到最小。
其中電感電流為：

3.2　輸出電壓的選擇

通常，輸出電壓要高于最大輸入電壓的峰值的10%左右。設D8　D9 考慮器件耐壓等因素，可選擇380V。

3.3　升壓儲能電感的設計

升壓儲能電感所需電感量是由開關紋波電流設計值決定，若允許較大的紋波，則可減少電感量。最壞情況出現(xiàn)在低電網電壓同時輸出最大負載時的峰值電流。PFC電感中的最大紋波電流，通常選擇為最大峰值線路電流的20%左右，即

由式（3）可得

設最小
若則由上述（7）、（8）式得到

電感的設計還包括磁芯材料與規(guī)格的選用，以及銅損、鐵損估算等，因篇幅限制，本文不再詳述。

3.4輸出電容設計

決定輸出電容的選擇因素有:電容耐壓、輸出電壓紋波、以及維持時間。通常

為15～50ms左右，典型值為30ms。因

式中維持負載工作的最小電壓=300V(由后級DC-DC變換器設計輸入決定)，于是輸出電容
因輸入功率是瞬時電壓與電流的乘積，故進入輸出電容的功率是正弦變化的，當輸入電壓高時儲存能量，輸入電壓低時則釋放能量以保持輸出功率不變。這一變化的能量流在輸出電容上引起二次諧波電壓紋波，故此，輸出電容必須承受與控制二次諧波電流，即紋波電流。
紋波電流
代入本例數據I=（0.707 870）/（380 0.95）=1.7A
根據輸出紋波電壓設計要求，結合紋波電流大小，計算輸出電容等效串聯(lián)電阻（ESR）值。

依據上述計算參數及耐壓要求，查手冊實際選用3支的電容并聯(lián)。

3.5　功率器件選擇

開關管與二極管必須有足夠的電流、電壓裕量，以及足夠的開關速度，同時還應設法降低功耗與熱阻以保證電源可靠工作。
1) 功率MOSFET選擇依據
峰值電流

工程上常取
所選MOSFET的電流定額為

所選MOSFET的電壓定額為

對于輸出電壓小于400V的PFC電路,通常選用耐壓500V的MOSFET，本文實選器件為IRFP460（20A/500V）。
2) 功率二極管選擇依據
功率二極管電流定額為

代入實例相關參數

功率二極管電壓定額為

本例中實選器件為BYV29（9A/500V）

3.6　電流取樣電阻R 的設計

APFC電路的輸出功率是由流過電流取樣電阻上的峰值電流決定的。
電流取樣電阻選擇應保證在低電網電壓輸入且最大負載條件下，其壓降?。ㄍǔＰ∮?V）、耗散功率小的要求，從而減少電網電壓損失且提高電源效率。
電流取樣電阻的取值由下式決定

在本例控制電路中

　于是得到

3.7 雙閉環(huán)控制電路頻率補償

雙閉環(huán)控制目的是使輸入電流跟隨輸入電壓的變化，并使輸出紋波小、輸出電壓穩(wěn)定。
1）電流環(huán)的補償
電流環(huán)設計的目標是保證輸入電流以最小的相位與波形失真跟蹤輸入電壓，為此帶寬必須足夠大，同時為了電路穩(wěn)定，必須對電流環(huán)路進行補償。極點通常加到放大器接近開關頻率的響應點，以減少噪聲敏感度。本電路交越頻率選在10kHz。
2）電壓環(huán)的補償
電壓環(huán)的帶寬由輸入失真的總量決定，輸入失真由輸出紋波電壓造成。對電壓環(huán)的要求，實際上是為了保持輸入電流失真最小，同時電壓環(huán)必須適應輸入電壓以及負載電流的變化。通常該級帶寬大約為10Hz左右。環(huán)路響應太快，將干擾電流環(huán)的調整，引起輸入電流的畸變；響應過慢，在輸入電網以及負載變化時將會導致過高的瞬態(tài)輸出電壓。
3.8 實驗結果
根據上述理論，成功設計了一種通信用高頻開關整流模塊，功率因數校正的實驗結果如圖2、3所示。圖2中波形2表明輸入電流已校正為正弦波，輸入功率波形A為100Hz正弦波，驗證了上述的理論分析；圖3中“Limit[mA]”為標準限定值， “Measurement[mA]”為樣機實測值，測試數據表明輸入電流諧波得到了有效抑制。


圖2

圖3

四、結語

本文討論了APFC電路在通信用電源系統(tǒng)中的應用，著重分析了工作原理及設計過程。實驗結果表明實現(xiàn)了高功率因數的校正，測試指標達到了設計要求。

參考文獻

[1]劉勝利.現(xiàn)代高頻開關電源實用技術.電子工業(yè)出版社，2001.
[2]史平君.實用電源技術手冊.電源元器件分冊.遼寧科學技術出版社，1999.
[3] Motorola Inc.data sheet,”MC34262 Power Factor Controller”
[4] Claudio De Silva,”Power Factor Correction with UC4854”,Unitrode Corporation Application Note U-125
[5]“Unitrode Uc3854 Date Sheet”,Unitrode integrated Circuits,Merrimack,NH