摘要：針對傳統(tǒng)開關電源中損耗較大，超調量較大，動態(tài)性能較差等問題，提出了基于DSP的全橋軟開關技術。通過Matlab仿真結果表明模糊自適應PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法在超調量、調節(jié)時間、動態(tài)特性等性能上具有優(yōu)越性。
關鍵詞：DSP；全橋開關；功率因數(shù)；Matlab

0 引言
    高頻開關電源以其重量輕、體積小、高效節(jié)能、輸出紋波小、容量大等優(yōu)點，在通訊和低電壓行業(yè)得到了廣泛的應用，且逐步在電力系統(tǒng)中得到應用。尤其隨著電信業(yè)的迅猛發(fā)展，電信網絡總體規(guī)模不斷擴大，網絡結構日益復雜先進，作為通訊支撐系統(tǒng)的通訊用基礎電源系統(tǒng)，市場需求逐年增加，其動力之源的重要性也日益突出。龐大的電信網絡高效、安全、有序的正常運行，對通信電源系統(tǒng)的品質提出了越來越嚴格的要求，推動了通信電源向著高效率、高頻化、模塊化、數(shù)字化方向發(fā)展。近年來，由于軟開關技術的不斷發(fā)展與成熟，已逐步應用在開關電源中，尤其在中大功率的全橋變換器中應用最為廣泛，這使電源轉換效率得到提高。由于傳統(tǒng)模擬控制電路結構復雜，一經設計完成其控制策略就不能改變等缺點的存在，數(shù)字式控制方式得到發(fā)展。并隨著開關電源在通訊，監(jiān)控等功能上的擴展，數(shù)字電源已逐步取代傳統(tǒng)模擬電源。

1 系統(tǒng)框圖
    圖1為軟開關全橋變換開關電源拓撲。虛線框以內為控制電路，虛線框以上為主電路。主電路主要包括輸入整流濾波、功率因數(shù)校正，全橋變換電路、高頻變壓器、輸出濾波電路。控制電路主要由采樣電路、控制和保護單元、監(jiān)控單元等組成，并為了保證控制電路及相關電路正常工作還必須包括輔助電源。

    本電源采用ZVS—PWM拓撲，單相220V交流輸入，經過PFC模塊后為直流400V，主功率管采用MOSFET管，控制部分由DSP控制電路，電壓電流雙閉環(huán)控制。輸出采用全波整流并進行無源LC濾波。

2 主電路設計
    針對48V／20A的通訊高頻開關電源，其主電路采用移相式全橋變換器拓撲。移相全橋軟開關控制器具有恒頻軟開關運行、移相控制實現(xiàn)方便、電流和電壓應力小、巧妙應用寄生電容等優(yōu)點。移相控制作為全橋變換器特有的一種控制方式，是指保持每個開關管的導通時間不變，同一橋臂的開關管的相位互差180°。然而對于全橋變換器來說，當只有對角的開關管同時導通時主變壓器才輸出功率。所以可以通過調節(jié)對角的兩個開關管導通重疊角的寬度來進行穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感以及功率半導體器件的結電容或者外加的附加電感電容的諧振來實現(xiàn)功率管的零電壓或者零電流換流。
    1)有源PFC設計
    有源功率因數(shù)校正技術的基本思想是在整流電路與濾波電容之間加入DC／DC變換，通過適當控制使輸入電流的波形自動跟隨輸入電壓的波形，使輸入阻抗呈純阻性，即通過控制開關元件，切換濾波電感和濾波電容充放電能量實現(xiàn)功率因數(shù)的提高。本設計中采用的是平均電流控制Boost功率因數(shù)校正電路，PFC控制芯片采用NCP1653。該PFC控制芯片的主要工作原理是同時控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制回路的命令是由整流后的線電壓所決定，所以可以使轉換器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性。

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    具體系統(tǒng)原理圖如圖2所示。
    2)全橋變換器設計
    全橋變換器電路如圖3所示。該拓撲中MOS管采用IRFB20N50，流過的最大電流為20A，最大電壓為500V。

    3)驅動電路設計
    驅動電路如圖4所示。PWM輸出與驅動芯片之間采用安華高公司生產的高速光藕HCPL一0710，它的速度可達到15M。驅動芯片采用國際整流器公司的IR2181，該芯片具有速度快，驅動電壓高等特點，特別適用于驅動MOSFET、IGBT等器件。
    4)主變壓器的選擇
    高頻變壓器是DC／DC變換器的核心元件，其作用有三點：能量轉換、電壓變換和輸入輸出之間的隔離。變壓器設計的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時也影響到開關電源的技術性能和可靠性。同時，許多其他主電路元件的參數(shù)設計都依賴于變壓器的參數(shù)。因此，在主電路拓撲確定以后首先應該進行的是變壓器的設計。其設計步驟為：a、變壓器匝比的計算；b、變壓器磁芯的選擇；c、繞組匝數(shù)的計算；d、繞組導線規(guī)格的計算。
    (1)匝比的計算
    設定K為變壓器原副邊匝比，Udc(min)為輸入電壓的最小值，Dmax為副邊最大占空比，Uo為輸出直流電壓，UD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降，ULf為輸出濾波電感Lf上的直流壓降。考慮到移相控制方案存在副邊占空比丟失現(xiàn)象，選擇副邊最大占空比為0．85，Uin(min)為PFC輸出電壓的最小值380V，假設輸出整流二極管通態(tài)壓降為1．5V，輸出濾波電感上的直流壓降為0．5V，則可根據(jù)經驗公式

    所以實際中取K=7
    (2)磁芯的計算
    在計算好匝比以后，可以根據(jù)以下經驗公式求解，Ae為磁芯磁路截面積；Ac為磁芯窗口面積；PT為變壓器傳輸功率；fs為開關頻率；△B為磁芯材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導線的電流密度；kc為繞組在磁芯窗口中的填充因數(shù)。并且我們將本設計中電源的參數(shù)代入求之得

    根據(jù)以上的計算并根據(jù)鐵氧體磁芯生產產家提供的技術手冊，我們可以選擇PQ50／50磁芯，可以滿足要求。
    其中Ap=14．2024cm4≥2．4cm4
    (3)匝數(shù)的計算
    選取好磁芯后，先計算副邊繞組匝數(shù)。

   
    選定N2=4，根據(jù)匝比我們可以選定N1=28。
    (4)導線規(guī)格的選擇
    根據(jù)所計算的原副邊電流值，并考慮集膚效應，采用電流密度為4A／mm2的導線，可以計算得出所需導線的截面積為0．89mm2的，因此可以采用銅導線來進行繞制，通過分析計算可以得出，我們采用φ0．4銅線8股并繞28圈作為初級繞組，因副邊有兩組繞組，所以通過它的電流有效值為0．632Io=12．64，所以其繞組截面積為3．16mm2，所以采用φ0．4銅線26股并繞4圈作為次級繞組。
    5)諧振電感設計
    諧振電感用來實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，為開關管的零電壓開關提供足夠的能量。為實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，必須滿足

    其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關管關斷時原邊電流的大小，CDS是開關管漏源極電容，Udc是母線直流電壓。

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    其中諧振電感值按0．7倍滿載以上實現(xiàn)零電壓開關設計，取負載電流為2A(取滿載電流的10％)時濾波電感的電流臨界連續(xù)，即式中的脈動量為4A。開關管IRFB20N50的漏源極電容為85pF。所以將上述結果代入經驗公式可以得到

    
    6)輸出濾波電路設計
    (1)輸出電感的選擇
    電感將決定在輸出側紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關。電感值是以輸入側的交流電流峰值所決定的。而交流側的峰值電流是出現(xiàn)在電壓為最小值時，根據(jù)一般的經驗考慮電感上的紋波電流取交流側峰值電流的20％，所以。根據(jù)下述經驗公式可以得到電感L。

   
    電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比為

   
    (2)輸出電容的選擇
    輸出電容的選擇應滿足最大輸出紋波電壓u的要求，而輸出紋波幾乎完全由濾波電容的等效串聯(lián)電阻的大小決定，通常通過選擇合適的等效串聯(lián)電阻來滿足輸出紋波電壓的峰一峰值的，這里取u為0．1V。因此有

   
    另外，對于鋁電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內，其ResrCf的乘積基本不變，為50×10-6～80×10-6。根據(jù)ResrCf的平均值來求解Cf，即

    實際選用三個60V／1000μF的電解電容器并聯(lián)。
    7)采樣電路設計
    (I)電壓采樣電路
    圖5所示的電壓采樣電路是采樣48V輸出電壓，經過電壓跟隨電路及線性光耦HCNR20l，傳輸給差分放大電路AD8131變成差分信號傳入高速AD轉換器。

    (2)電流采樣電路
    圖6所示的電流采樣電路是實時監(jiān)測輸出電流(20A)，該采樣電路由電流檢測放大器LTC6102，基本放大電路，線性光耦HCNR201以及差分放大電路AD813l組成。

3 系統(tǒng)的軟件設計
    主控制器采用DSP處理芯片，外擴16位高速AD采樣，以滿足實時要求，控制算法采用模糊自適應PID控制算法?？刂瞥绦蛑饕芍鞒绦蚝椭袛喑绦蚪M成。中斷包括定時器周期中斷、定時器下溢中斷、比較單元比較中斷。其中，每個比較單元均會在一個對稱PWM周期內產生兩次匹配，一次匹配在前半周期的遞增計數(shù)期間，另一次匹配在后半周的遞減計數(shù)期間，所以兩個比較單元會在一個PWM周期內通過四次中斷完成PWM輸出跳變。

4 模糊自適應PID控制器的設計
    模糊自適應PID控制系統(tǒng)框圖如圖7所示，該圖中模糊自適應PID控制器以電壓誤差eu(k)和誤差變化率ceu(k)作為輸入，針對不同情況對PID參數(shù)進行調節(jié)，模糊推理的輸出結果△kp、△ki、△kd與常規(guī)PID控制參數(shù)kp、ki、kd分別相加，作為修正后的PID參數(shù)模糊自適應PID控制的核心在于設計模糊隸屬函數(shù)和控制規(guī)則。首先，確定模糊控制器的輸入變量eu(k)和ceu(k)、輸出變量△kp、△ki、△kd的模糊集合為7個模糊子集：[正大(PB)，正中(PM)，正小(PS)，零(ZE)，負小(NS)、負中(NM)，負大(NB)]。各變量的模糊集論域均為[一3，一2，一1，0，1，2，3]，實際中通過調節(jié)量化因子和比例因子將各變量變化范圍映射到論域范圍。隸屬函數(shù)均采用三角形隸屬函數(shù)，eu(k)、ceu(k)，△kp、△ki、△kd的隸屬度函數(shù)分別表示在圖8和圖9中。模糊推理采用Mamdani方式，解模糊方法為面積重心法。

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5 MATLAB仿真研究
    該系統(tǒng)主電路使用MATLAB工具進行相關的仿真，控制算法采用模糊自適用PID算法，仿真系統(tǒng)如圖10所示，并與傳統(tǒng)的PID算法控制進行了比較。并比較了兩者控制性能上的差異。被控對象由功率變換及輸出濾波兩部分組成。由于DC／DC變換器的輸入為穩(wěn)定的400V直流電壓，功率變換部分相當于一個固定的比例環(huán)節(jié)，輸出濾波部分由濾波電感Lf、濾波電容Cf和負載Ro組成，為二階振蕩環(huán)節(jié)。則被控對象的傳遞函數(shù)可表示為

   
    我們根據(jù)穩(wěn)定邊界法整定模糊自適應PID控制器的PID參數(shù)，得到kp=400、ki=20000、kd=2。模糊白適應PID控制系統(tǒng)仿真模型如圖10所示。

    從圖ll～l3曲線圖可以看出，模糊自適應PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法具有更快的響應速度，更低的超調量以及更少的調節(jié)時間。

6 結束語
    以設計一款48V／20A的數(shù)字通信開關電源為目標，通過對開關電源技術的深入研究，提出了以Boost型功率因數(shù)校正電路和移相全橋軟開關PWM電路為主電路拓撲、以TI公司的TMS320F2812型DSP為主控芯片的設計方案。對模糊算法的采用進行了一些嘗試，進行了以模糊PID控制器取代傳統(tǒng)PID控制器的系統(tǒng)仿真，并通過仿真結果得出模糊自適應PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法具有更好的控制性能。從而在數(shù)字開關電源的應用中，采用模糊PID控制算法能使控制系統(tǒng)性能得到較好的改善。