摘要：研究了電壓型高頻鏈逆變器的拓?fù)浼翱刂品绞?。選用了全橋全波式高頻鏈逆變器作為主電路，采用雙極性雙調(diào)制波控制方案解決雙向電壓型高頻鏈逆變器的固有電壓過沖問題。理論分析了電路拓?fù)浜涂刂撇呗缘暮侠硇院?strong>變換器開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的可行性。設(shè)計(jì)了基于雙極性雙調(diào)制波控制的軟件程序及數(shù)字PI控制器算法的TMS320F2812的閉環(huán)控制系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，高頻逆變橋開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS開通，周波變換器開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷，高頻鏈逆變器輸出高質(zhì)量的正弦波電壓，證明了基于DSP控制的雙極性雙調(diào)制波控制模式的高頻鏈逆變器可行性。

關(guān)鍵詞：逆變器；高頻鏈；雙極性雙調(diào)制；軟開關(guān)

1 引言

DC／AC逆變電源應(yīng)用廣泛，傳統(tǒng)的低頻逆變技術(shù)采用工頻變壓器，其缺點(diǎn)明顯。所謂高頻鏈逆變技術(shù)就是采用高頻變壓器替代低頻變壓器傳輸能量，并實(shí)現(xiàn)變流裝置初、次級(jí)電源之間的電氣隔離，減小了變壓器的體積和重量，克服了低頻逆變技術(shù)的缺點(diǎn)，顯著提高了逆變器的特性。

雙向電壓型高頻鏈逆變器存在一個(gè)固有的缺陷，即采用傳統(tǒng)PWM技術(shù)的周波變換器換流時(shí)漏感能量會(huì)引起電壓過沖。在不增加拓?fù)鋸?fù)雜性

的情況下，采用合理的調(diào)制方法可解決這一問題。雙極性雙調(diào)制波方法是一種有效的方案，在不加箝位或吸收電路時(shí)，該方法可以實(shí)現(xiàn)高頻逆變橋開關(guān)管的ZVS開通和周波變換器開關(guān)管的ZCS關(guān)斷；濾波電感電流極性選擇信號(hào)的引入，避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象。此外，該控制方法易于用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)。這里在全橋全波式高頻鏈逆變器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)了基于DSP TMS320F2812的雙極性雙調(diào)制波控制策略。

2 主電路與工作原理

全橋全波式高頻鏈逆變器的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由高頻逆變橋、高頻變壓器、周波變換器和輸出濾波器組成。其中VS1～VS4為高頻逆變橋的開關(guān)管，VS5～VS8為周波變換器的開關(guān)管，T為高頻變壓器，Lf，Cf組成濾波器，Ui為輸入直流電壓，uo為輸出電壓。該拓?fù)渚哂凶儞Q效率高、可靠性高、雙向功率流和兩級(jí)功率變換等特點(diǎn)。

雙極性雙調(diào)制波控制的原理圖如圖2所示。它將三角波作為載波，調(diào)節(jié)器的輸出與其相反值作為調(diào)制波，對(duì)電路中的開關(guān)管進(jìn)行控制。高頻逆變橋可看作單相方波逆變器，若不考慮死區(qū)時(shí)間，則逆變橋開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比恒為0．5。周波變換器采用移相控制，驅(qū)動(dòng)信號(hào)由調(diào)制波及其相反值分別與三角載波交截得到，移相角隨正弦規(guī)律略有變化。為保證周波變換器開關(guān)管換流時(shí)濾波電感電流連續(xù)，VS5和VS7，VS6和VS8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)間應(yīng)有共態(tài)導(dǎo)通時(shí)間。另外，周波變換器開關(guān)管流過的電流為濾波電感電流，為防止周波變換器開關(guān)管在換流時(shí)電路產(chǎn)生環(huán)流，應(yīng)檢測濾波電感電流的極性來控制周波變換器中各開關(guān)管的通斷。

由圖2可知，采用雙極性雙調(diào)制波策略時(shí)，高頻逆變橋可以視為方波逆變器。在周波變換器中，忽略濾波電感電流極性選擇，當(dāng)Uo>0時(shí)，VS5，VS7為超前臂，VS8，VS6為滯后臂；當(dāng)uo<0時(shí)，VS5，VS7為滯后臂，VS8，VS6為超前臂。當(dāng)不考慮高頻逆變橋死區(qū)以及周波變換器換流重疊區(qū)時(shí)，所有開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比為0．5。

在該控制方法中，高頻變壓器傳遞的是占空比恒為0．5的交流方波，高頻交流方波再經(jīng)過周波變換器進(jìn)行低頻解調(diào)，輸出雙極性SPWM波，經(jīng)低通濾波后，輸出正弦波。該控制方法解決了電壓型高頻鏈逆變器換流時(shí)固有的電壓過沖問題，控制信號(hào)易于用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)。

3 控制信號(hào)的實(shí)現(xiàn)原理與DSP系統(tǒng)

傳統(tǒng)的移相技術(shù)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)實(shí)現(xiàn)較為簡單，用常用的集成PWM控制器即可實(shí)現(xiàn)，如IC芯片UC3875等。周波變換器開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比并非完全恒定，相位差隨正弦規(guī)律變化，用IC實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜。而利用DSP生成脈沖，只需編程，使用事件管理器就能產(chǎn)生高頻鏈逆變器所有開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并且精度高，穩(wěn)定性好。

此處利用TMS320F2812芯片的事件管理器來產(chǎn)生高頻鏈逆變器所有的脈沖。產(chǎn)生開關(guān)管的控制信號(hào)的原理如圖3所示。

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定時(shí)器GP工作在連續(xù)增減計(jì)數(shù)模式，即從零開始遞增計(jì)數(shù)至設(shè)定值，然后又遞減計(jì)數(shù)至零，如此循環(huán)，計(jì)數(shù)周期為開關(guān)管的一個(gè)開關(guān)周期。

高頻逆變橋各開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為ugVS1，VS4，ugVS2，VS3，其產(chǎn)生過程較為簡單。如圖3所示，當(dāng)定時(shí)器工作在增計(jì)數(shù)模式時(shí)，UgVS 1，VS4為高電平，ugVS2，VS3為低電平，而當(dāng)定時(shí)器工作在減計(jì)數(shù)模式時(shí)，ugVS1，VS4為低電平，ugVS2，VS3為高電平。無論輸出電壓為何值，均在定時(shí)器計(jì)數(shù)至周期值或零時(shí)發(fā)生跳變，即計(jì)數(shù)值與比較寄存器值在H，H’點(diǎn)匹配。

周波變換器的控制信號(hào)為ugVS5，ugVS6，ugVS7，ugVS8，在圖3a中，當(dāng)定時(shí)器工作在增計(jì)數(shù)狀態(tài)時(shí)，計(jì)數(shù)值與比較寄存器值在I點(diǎn)及J點(diǎn)發(fā)生比較匹配，ugVS5，ugVS8為高電平；當(dāng)定時(shí)器工作在減計(jì)數(shù)狀態(tài)時(shí)，計(jì)數(shù)值與比較寄存器值在I’點(diǎn)及J’點(diǎn)發(fā)生比較匹配，ugVS5，ugVS8跳變?yōu)榈碗娖健gVS6，ugVS7分別與ugVS5，ugVS8互補(bǔ)，則可以產(chǎn)生4路移相PWM控制信號(hào)，移相角隨正弦規(guī)律略有變化。

圖3b與圖3a原理類似，只是ugVS5，ugVS7從超前臂變?yōu)闇蟊?，VS8，VS6從滯后臂變?yōu)槌氨?。載波比較示意圖如圖3c所示，其中ur為調(diào)制波，um為其反值，uc為雙極性的三角載波，Tc為載波周期，A為正弦調(diào)制波幅值，B為三角載波幅值。

DSP的定時(shí)器工作在連續(xù)增減計(jì)數(shù)模式，設(shè)當(dāng)定時(shí)器工作在增計(jì)數(shù)模式時(shí)三角波的斜率為k1，由圖3c及兩點(diǎn)直線方程可知：

設(shè)正弦調(diào)制波ur的函數(shù)為yr=sinωt，um的函數(shù)為ym=-sinωt。將t1，t2及在該時(shí)刻的函數(shù)值代入式(1)得到：

當(dāng)開關(guān)頻率很高時(shí)，可認(rèn)為sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc／4)，則得到周波變換器開關(guān)管第1個(gè)高頻脈沖寬度為：

式中：T／4=(t1+t2)／2；M為調(diào)制比，M=A／B。

當(dāng)DSP的定時(shí)器工作在減計(jì)數(shù)模式時(shí)，設(shè)三角波的斜率為k2，同理得到：

當(dāng)開關(guān)頻率很高時(shí)，可認(rèn)為sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc／4)，則得到周波變換器開關(guān)管第2個(gè)高頻脈沖寬度為：

當(dāng)載波比為偶數(shù)時(shí)，設(shè)載波比為2N，則周波變換器開關(guān)管的第n個(gè)高頻脈沖的寬度為：

根據(jù)以上對(duì)全橋移相PWM的原理分析，可以設(shè)計(jì)其實(shí)現(xiàn)的軟件和控制系統(tǒng)。

基于DSP的雙極性雙調(diào)制波高頻鏈逆變器的系統(tǒng)如圖4所示。DSP芯片為TMS320F2812。系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了雙極性雙調(diào)制波控制算法的程序，生成脈沖觸發(fā)信號(hào)，建立了正弦數(shù)據(jù)表，采用增量式PI算法完成了閉環(huán)控制算法。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于上述理論分析和系統(tǒng)設(shè)計(jì)，通過仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)方案進(jìn)行了驗(yàn)證。仿真參數(shù)：輸入直流電壓30 V，高頻變壓器變比38：34：34，輸出濾波電感1 mH，濾波電容4．4μF，開關(guān)頻率40 kHz，電阻負(fù)載，輸出電壓為400 Hz。LC濾波器前端的電壓為雙極性SPWM波，經(jīng)濾波后輸出正弦波。在單閉環(huán)控制下，高頻鏈逆變器分別帶阻容、阻感負(fù)載、突加電阻負(fù)載及帶整流性負(fù)載時(shí)的輸出電壓uo、電流io波形如圖5所示。系統(tǒng)空載時(shí)，uo的峰值處稍有畸變；帶整流性負(fù)載時(shí)uo在第1個(gè)周期沒有達(dá)到穩(wěn)定，且波形的正弦度略差。但系統(tǒng)帶電阻、阻容、阻感負(fù)載時(shí)，uo波動(dòng)小，波形正弦度較高，總而言之，該高頻鏈逆變器具有良好的帶載能力。

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通過實(shí)驗(yàn)對(duì)該控制方案進(jìn)行了驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)一致，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6所示。高頻鏈逆變器的uo，io波形如圖6a所示。由圖可知，uFE經(jīng)濾波后，輸出400 Hz／46 V的正弦電壓，且uo的正弦度較好。圖6b為系統(tǒng)在電壓瞬時(shí)值閉環(huán)控制下高頻鏈逆變器的動(dòng)態(tài)特性。由圖可知，在負(fù)載突變瞬間，逆變器輸出電壓uo，電流io波形存在畸變，uo需經(jīng)過約一個(gè)周期才能達(dá)到穩(wěn)定值，但總而言之系統(tǒng)的帶載特性及動(dòng)態(tài)性能良好。

通過觀察各開關(guān)管的工作狀態(tài)得出結(jié)論，在采用雙極性雙調(diào)制波控制方式時(shí)，無論濾波電感電流的極性如何，高頻逆變橋的所有開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS開通；周波變換器開關(guān)管為ZCS關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)了自然換流；每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，有兩次交流側(cè)能量回饋直流側(cè)的過程，高頻鏈逆變器濾波前輸出雙極性SPWM波，濾波后輸出400 Hz的正弦波；并且系統(tǒng)在閉環(huán)控制下，有良好的穩(wěn)、動(dòng)態(tài)特性。故基于DSP控制的雙極性雙調(diào)制波模式高頻鏈逆變器是正確可行的。

5 結(jié)論

針對(duì)全橋全波式高頻鏈逆變器拓?fù)?，采用雙極性雙調(diào)制波控制策略，利用TMS320F2812型DSP芯片產(chǎn)生數(shù)字化控制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)過程簡單靈活。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：系統(tǒng)帶載能力和動(dòng)態(tài)特性良好，高頻鏈逆變器輸出很好的正弦波電壓。逆變器的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，周波變換器的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷，故實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明該控制方案是可行的。