要實現(xiàn)把太陽能電池上的低直流電能能夠并網(wǎng)供電，就需要一種逆變裝置，這種逆變裝置要求能夠把低的直流電變換成與電網(wǎng)電壓幅度、頻率、相位均相同的正弦交流電，才能保證可靠的并網(wǎng)供電。而實現(xiàn)逆變的主要部分就是逆變控制器。本方案擬采用單片F(xiàn)PGA來實現(xiàn)太陽能并網(wǎng)逆變控制器的功能，其實現(xiàn)整體框圖如圖1所示。

　　首先數(shù)據(jù)采集芯片在FPGA的控制下采集的市電電壓與逆變器輸出電壓進行鎖相，保證了逆變器輸出電壓與市電電壓保持相位一致，用鎖相環(huán)輸出的正弦信號作為電壓電流雙環(huán)控制的基準信號。電壓電流控制環(huán)在基準信號、濾波電感電流、輸出電壓的反饋信號的控制下通過PI調節(jié)等控制策略產(chǎn)生用于SPWM的調制波，該調制波與三角波通過SPWM產(chǎn)生模塊即可產(chǎn)生SPWM波作為全橋逆變開關管的開關控制信號。

　　芯片中還有用于DC-DC的PWM控制信號，通過采集DC-DC輸出電壓值來實時調節(jié)PWM脈沖寬度，保證DC-DC輸出的高直流電壓的穩(wěn)定。輸入欠壓輸出過流保護模塊保證在光伏電池輸出電壓過低時、輸出過流時及時關斷SPWM和PWM信號，保證設備的安全。

　　1.電壓電流雙環(huán)控制

　　電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案是高性能逆變電源的發(fā)展方向之一，雙環(huán)控制方案的電流內(nèi)環(huán)擴大逆變器控制系統(tǒng)的帶寬，使得逆變器動態(tài)響應加快，非線性負載適應能力加強，輸出電壓的諧波含量減小。本設計擬采用以濾波電感電流為內(nèi)環(huán)被控量的電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙閉環(huán)控制。

　　電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制方式的控制原理框圖如圖2所示，電壓給定信號與輸出電壓反饋信號比較得到電壓誤差，經(jīng)過PI電壓調節(jié)器產(chǎn)生電感電流給定信號，再與電感電流反饋信號比較而得的電流誤差信號經(jīng)過PI電流調節(jié)器形成控制量，對逆變器實施控制。

　　在這個雙環(huán)控制方案中，電流內(nèi)環(huán)采用PI調節(jié)器，電流調節(jié)器的比例環(huán)節(jié)用來增加逆變器的阻尼系數(shù)，使整個系統(tǒng)工作穩(wěn)定，并且保證有很強的魯棒性;電流調節(jié)器的積分環(huán)節(jié)用來使電流環(huán)穩(wěn)態(tài)誤差小。電壓外環(huán)也采用PI調節(jié)器，電壓調節(jié)器的作用是使得輸出電壓波形瞬時跟蹤給定值。這種電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制的動態(tài)響應速度十分快，并且靜態(tài)誤差較小。其FPGA內(nèi)部的硬件實現(xiàn)原理如圖3所示。

　　圖3中PI控制器輸出信號m(t)與輸入信號e(t)的關系為：

　　則PI算法的S域的傳遞函數(shù)為：

　　其中， 、 分別為比例和積分環(huán)節(jié)系數(shù)，當采樣周期很短時，映射到Z域有：

　　將

按泰勒級數(shù)展開，有：

　　若取泰勒級數(shù)展開式的前兩項，則PI算法的Z域傳遞函數(shù)為：

　　顯然，在離散系統(tǒng)中，積分表示累加求和，這樣我們就不難構造工程上的硬件PI算法了。圖4是硬件PI算法結構的運算流程。

　　圖5所示為電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制逆變系統(tǒng)輸出負載突變時的電壓電流SIMULINK仿真結果，從上到下依次為突加負載、突卸負載、負載不變的仿真結果。從仿真結果中可以看出，在負載變化后，系統(tǒng)能較快進入穩(wěn)定狀態(tài)，并且在負載變化的前后，輸出的電壓值基本不變。這說明電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制逆變系統(tǒng)不僅具有較好的動態(tài)性能，也具有較好的穩(wěn)態(tài)性能。

　　2.SPWM波形產(chǎn)生

　　SPWM波產(chǎn)生原理如圖6所示，正弦基準信號與三角載波進行比較，當正弦波大于三角波時，一路SPWM為正;當正弦波小于三角波時，一路SPWM為負。實際中的與三角波進行調制的并不是直接的正弦基準信號，而是正弦基準信號通過電壓電流雙閉環(huán)后產(chǎn)生的調制波U0與三角波進行比較調制的，這樣才能保證對逆變輸出電壓的實時控制。AH、AL即為調制波與三角載波比較而來。

　　其三角載波可利用10位有符號可逆計數(shù)器來實現(xiàn)的，利用其循環(huán)加減來產(chǎn)生數(shù)字化三角載波，即從-512計數(shù)到511，再從511返回到-512。加減計數(shù)器每進行一次計數(shù)所需要的時間即為數(shù)字化三角載波周期的一半。因此，計數(shù)時鐘周期TO、數(shù)字化三角載波峰峰值P以及三角載波周期TC三者之間的關系為：TC=2TOP。

　　由于開關管固有開關時間ts的影響，開通時間ton往往小于關斷時間toff，因此容易發(fā)生同臂兩開關管同時導通的短路故障。為避免這種故障的發(fā)生，通常要設置開關死區(qū)△t，以保證同橋臂上的一只開關管可靠關斷后，另一只開關管才能開通。本文中的死區(qū)設置原理如圖7所示，首先將調制波 加和減一個常數(shù) 分別得到 和 ，然后通過三角波與 比較得到AH，三角波與 比較得到AL，這樣就會得到一個死區(qū)，并且死區(qū)時間可通過常數(shù) 來調節(jié)， 越大，死區(qū)時間越長，反之越短。[!--empirenews.page--]

　　帶死區(qū)的比較器已通過簡單的VHDL語言編程實現(xiàn)了，其關鍵語句如下：

　　IF ((sin_C1-S)>=triangle) THEN

　　spwm1_c1<='1';

　　ELSE

　　spwm1_c1<='0';

　　END IF;

　　IF ((sin_C1+S) <= triangle)THEN

　　spwm2_c1<='1';

　　ELSE

　　spwm2_c1<='0';

　　END IF;

　　其中S為設置死區(qū)的參數(shù)，(sin_C1-S)>=triangle表示三角波與

的比較來生成spwm1，(sin_C1+S) <= triangle表示三角波與

的比較來生成spwm2。

　　3.諧波抑制技術

　　上節(jié)的SPWM調制技術實際上就是一種很好的諧波抑制技術，方波調制盡管直流利用率高，但輸出電壓的諧波含量也高，且正弦度較差;而SPWM調制能獲得較好的正弦波，目前已被廣泛應用，但其諧波問題仍然不可忽視。在光伏發(fā)電SPWM 逆變電源中，逆變電源產(chǎn)生的3～20次諧波含量比較大，理論上有源濾波器雖然可以有效地抑制諧波，但由于其技術復雜、成本較高，而未能獲得廣泛應用。在實際應用中，由于無源濾波器成本低，相對于有源濾波器更加穩(wěn)定、可靠，無源濾波器既可以抑制諧波，也可以進行無功補償，因此，本設計采用無源濾波器來抑制諧波。

　　在逆變器輸出級采用LC低通濾波器，為了進一步降低高頻紋波，每個半橋電路采用四階Butterworth濾波器，電路結構如圖8所示。

　　　這里電感L1的選擇的至關重要，除了滿足濾波要求之外，它還直接決定著開關管的最大開關電流，開關管開關電流的大小決定著最大可能的輸出功率，當電感L1選得較大時，雖然濾波效果好，但開關電流小，輸出不了大的功率，L1選得較小時開關管的電流較大，功率損耗增大，且影響開關管的安全。所以L1值的大小要綜合考慮。C1由開關管頻率和逆變輸出頻率(50Hz)來確定。一般取截止頻率為開關頻率的1/10~1/20;L2、C2的主要作用是進行二次濾波，取值較為靈活。由于電路對稱，因而對稱的另一側濾波器參數(shù)與本側相同。

　　4.相位跟蹤

　　相位跟蹤采用數(shù)字跟蹤技術，在FPGA內(nèi)部實現(xiàn)，實現(xiàn)市電的相位與逆變器輸出的正弦電壓的相位一致，從而才能保證可靠的并網(wǎng)。相位跟蹤實現(xiàn)原理如圖9所示。

　　將DC-AC輸出信號和50Hz市電信號經(jīng)過AD采樣后分別通過一個比較器，使其變換為50%占空比的方波數(shù)字信號，將兩個方波信號通過一個異或門鑒相后可以得到DC-AC輸出信號和50Hz市電信號相位的差值，將此差值通過一個數(shù)字環(huán)路濾波器濾除鑒相器輸出的高頻分量，數(shù)字環(huán)路濾波器輸出控制FPGA內(nèi)部正弦信號發(fā)生器產(chǎn)生信號的相位，從而有效調節(jié)DC-AC輸出信號的相位，使其與50Hz市電同步。

　　5.PWM波形產(chǎn)生

　　由于光伏電池的直流電壓較低，一般為幾十伏，而電網(wǎng)電壓為220的有效值，所以要采取升壓的方式，升壓的方式有兩種：一種是在逆變后正弦交流電后面采用變壓器升壓，另一種是在光伏電池輸出后采用DC-DC變換。由于從較低的電壓升到高壓的工頻變壓器不易做，效率也較低，而采用DC-DC變換具有效率高，所以本設計擬采用第二種方案。

　　DC-DC變換環(huán)節(jié)的PWM產(chǎn)生原理與SPWM原理類似，通過采集DC-DC輸出電壓值來調節(jié)PWM脈沖的寬度，保證DC-DC輸出的直流高壓穩(wěn)定。

　　6.AD轉換控制

　　由于本設計要采集濾波電感電流、逆變輸出電壓、市電電壓等五路數(shù)據(jù)，要用到AD轉換芯片，其轉換控制邏輯仍在此片F(xiàn)PGA中實現(xiàn)，由FPGA的專用時鐘引腳給AD轉換芯片提供時鐘，其他的讀、寫、轉換結束等控制邏輯具有FPGA實現(xiàn)。

　　7.保護模塊

　　對于負載過流以及逆變輸入直流電壓的欠壓保護功能的實現(xiàn)，本設計方法是在FPGA內(nèi)部設計一個保護控制模塊：將AD轉換器采集到的輸出電流值和逆變輸入直流電壓值與設定的電流、電壓值相比較，當其中一路的電壓值小于或電流值大于所設定的值時，輸出過壓過流保護信號至SPWM產(chǎn)生模塊，封鎖SPWM信號的輸出，使輸出全為低電平，從而達到了保護開關管及負載的目的。