0 引言
    近年來，中小功率的開關電源向著單片集成化的方向發(fā)展。1997年，美國功率集成公司(Power Integration Inc，簡稱PI公司)推出三端單片電源TOPSwitch-II系列。該系列產(chǎn)品將MOSFET和控制電路集成在一起，不僅提高了電源效率，而且使電源的體積和重量大為減小。
    由于TOP系列單片電源的集成度很高，外圍電路十分簡單，本文在試驗的基礎上分析并改進了反饋網(wǎng)絡，驗證了其對電路性能提高的有效性。

1 TOPSwitch開關電源反饋電路設計
    TOPSWitch的外圍電路主要分為輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路和反饋電路5部分。其中前4部分電路設汁可以在PI公司的網(wǎng)站上找到專用的設計軟件進行計算，電路的參數(shù)和器件型號都能滿足TOPSwitch開關電源的需要。
    至于反饋電路，由于PI公司沒有專用的工具，所以必須根據(jù)電路的實際情況進行設計。單片開關電源的反饋形式雖然有很多，但可以歸結為圖1所示的4種基本形式。其中圖1(a)為基本反饋電路，電路簡單但穩(wěn)壓性能較差，負載調整率只能達到S1=±5％；圖1(b)為改進型反饋電路，增加了一只穩(wěn)壓管D5，可以使S1改善到±2％；圖1(c)為帶穩(wěn)壓管的光耦反饋電路，相當于給TOPSwitch增加一級外部誤差放大器，再與內部誤差放大器配合使用，可以對輸出電壓進行調整，S1可到達±1％；圖1(d)為帶TL431的光耦反饋電路，用三端線性穩(wěn)壓管代替圖l(c)中的穩(wěn)壓管D5，從而對輸出電壓進行精細調整，S1=±O.2％。

    設計開關電源時，一般根據(jù)實際技術要求選擇合適的反饋電路，本文就圖l(d)的反饋形式進行分析。并給出較為實用的電路結構，圖2是應用TOP224及精密反饋電路構成的反激變流器，交流通用輸入(85~265V)，多路輸出，要求主輸出電壓紋波在0．5％以內，負載調整率S1=±0.2％。    

    對于圖2電路，主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值。電路利用輸出電壓與T1431構成的誤差比較器，通過光耦PC817線性關系的電流變化控制TOPSwitch的Ic，從而改變PWM寬度，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關系，如圖3所示。

    為使PWM線性調節(jié)，控制腳電流Ir應在2~6mA之間，而Ic是受光耦二極管電流If控制的，由于光耦PC817是線性光耦，二極管正向電流If在3mA左右時，三極管的集射電流Ice在4mA左右，而且集射電壓Vce在很寬的范圍內線性變化。因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA。
    從TL431的技術參數(shù)知，Vka在2.5~37V變化時，Ika可以在1~100mA內大范圍變化，一般選20mA即可，既可以穩(wěn)定工作，又能提供一部分死負載。
    由以上分析，可以得到一組關系式，有

   
式中：Vf是PC817二極管壓降；
      VR是TL43l參考端電壓；
      Vc是輸出電壓。
    根據(jù)以上計算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
    使用以上參數(shù)構成的反激變流器，由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理，使得輸出電壓紋波較大，達到150mV(=3％)，所以必須對控制電路進行改進，進一步提高控制環(huán)路的增益和帶寬，改善電路的瞬態(tài)響應，以降低輸出紋波。
    TOPSwitch的控制函數(shù)有兩個極點，第一個極點頻率為7kHz，它是由內部阻容元件構成的低通濾波器決定的，其截止頻率為7kHz，能濾掉開關噪聲電壓，而對誤差電壓只產(chǎn)生很小的相移。第二個極點頻率為1.7kHz，是由自動重啟動電容C8(47μF)和控制端動態(tài)阻抗Zc決定的，該極點適用于開關電源在不連續(xù)模式且占空比D<50％情況下。
    反激變流器的控制框圖如圖4所示。在設計反饋網(wǎng)絡前，假設PC817的電流傳輸比CTR=100％，而且因為TOPSwitch的控制是電流模式，所以PC817構成的傳遞環(huán)節(jié)不影響整個系統(tǒng)的頻率響向應，令Kea=1，并且所有設計采樣點在輸出的小LC濾波環(huán)節(jié)之前。此時，開環(huán)傳遞函數(shù)為V1為

    V1折算到低壓側的原邊直流電壓；
    RL為負載電阻；
    L為高頻變壓器次級電感。
    代入電路參數(shù)得
    TOPSwitch的開關頻率為100 kHz，為了避免其引起過多的相移，一般取帶寬為其頻率的l／4一1／5，我們取1／5為20kHz。則此時的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
    如果用單極點補償[如圖5(a)所示]，則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°，比工程上一般要求的45°偏小，所以采用雙極點補償形式來提升相位裕度。圖5(b)具有兩個極點和一個零點，把第一個極點設定在原點，第一個零點一般在帶寬的1／8左右，這樣在帶寬處提升相位10°左右，此零點越低，相位提升越明顯，但太低了就降低了低頻增益，使輸出調整率降低，這里取2kHz。第二個極點的選取一般是用來抵消右半平面零點(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高，保證增益裕度，使帶寬處保持一20db／10decade的形狀，這里取極點頻率50kHz，如圖6所示。

    補償網(wǎng)絡通頻帶增益Ad=0，所以有R3／Rl=l，對應圖2中，R8=R4=10kΩ。又有fz1=2kHz，fp2=50kHz，

   
得到C1=318pF，C2=8nF。對應圖2中C9=318pF，C8=8nF。
    此時帶寬處的相位裕度為180一90+10一46=54°，滿足工程上的要求。在低于OdB帶寬后，曲線為一40dB／decade，這樣增益迅速上升，低頻部分增益很高，使電源輸出的直流部分誤差非常小，并且有很好的負載調整率和電壓凋整率。

2 實驗結果
    按以上分析得到的參數(shù)設計了一款反激變流器電路，單片開關電源選用TOP224Y，總功率45W，輸出+5V(6A)，士15V(1A)，圖7、圖8為實測波形。輸出電壓紋波為20mV(=0.4％)，電壓調整率SV<10mV（<0.2%），負載調整率S1=10mV(=0.2％)，效率達到80％。

3 結語
    本文通過分析反激變流器的傳遞函數(shù)，設計出一種較好的補償網(wǎng)絡，并給出一些主要的參數(shù)的計算方法。針對實驗電路，可以發(fā)現(xiàn)應用新的補償網(wǎng)絡，輸出電壓紋波得到很大改善，抗干擾性能得到提高，而且電源效率有一定改善。