1. 引言
　本文設計的50MHz/250W 功率放大器采用美國APT公司生產的推挽式射頻功率MOSFET管ARF448A/B進行設計。APT公司在其生產的射頻功率MOSFET的內部結構和封裝形式上都進行了優(yōu)化設計，使之更適用于射頻功率放大器。下面介紹該型號功率放大器的電路結構和設計步驟。

　　2．50MHz/250W射頻功率放大器的設計

　　高壓射頻功率放大器的設計與傳統(tǒng)低壓固態(tài)射頻功率放大器的設計過程有著顯著的不同，以下50MHz/250W功率放大器的設計過程將有助于工程技術人員更好的掌握高壓射頻功率放大器的設計方法。

　　2.1射頻功率MOSFET管ARF448A/B的特點

　　ARF448A和ARF448B是配對使用的射頻功率MOSFET，反向耐壓450V，采用TO-247封裝，適用于輸入電壓范圍為75V－150V的單頻C類功率放大器，其工作頻率可設置為13.56MHz、27.12MHz和40.68 MHz。ARF448A/B的高頻增益特性如圖1所示。從圖中可以看出，當頻率達到50MHz時，ARF448的增益約為17dB。

　　2.2 設計指標

　　50MHz/250W功率放大器的設計指標如下：

　?。?）工作電壓：>100V；（2）工作頻率：50MHz；

　?。?）增　　益：>15dB；（4）輸出功率：250W；

　　（5）效　　率：>70%；（6）駐波比：>20:1；

　　2.3 設計過程

　　功率放大器的輸入阻抗可以用一個Q值很高的電容來表示。輸入電容的取值可以參照相應的設計表格，從中可以查出對應不同漏極電壓時的電容取值。當ARF448的漏極電壓為125V時，對應的輸入電容值為1400pF。輸入阻抗取決于輸入功率、漏極電壓以及功率放大器的應用等級。單個功率放大器開關管負載阻抗的基本計算公式如式（1）所示。

　　注意，利用公式（1）可以準確的計算出A類、AB類和B類射頻功率放大器的并聯負載阻抗，但并不完全適用于C類應用。對于C類射頻功率放大器，應當采用式（2）：

　　可以算出，當Vdd為150V時，Rp的取值相當于Vdd為50V時的9倍，這對輸出負載匹配非常有利。但是，需要注意的是，此時功率 MOSFET輸出電容的取值并沒有發(fā)生明顯的變化。由于高壓狀態(tài)下的并聯輸出阻抗顯著增大，輸出容抗也將顯著增大。換句話說，此時輸出容抗將起主要作用。因此，在設計過程中，應當采取相應的措施克服輸出容抗的作用。[!--empirenews.page--]

　　推挽工作過程需要一個平衡電路，每個開關管的漏極均與一個雙股扼流電感相連，采用這樣的結構有利于磁通的平衡。

　　綜合考慮最大輸出功率和最壞工作條件，Vdd應取為125V。這樣，每個開關管將提供125W的輸出功率，與1400pF的輸出電容Cos并聯的漏極阻抗為90歐姆?？梢圆捎迷黾臃至髌骰虼撾姼械姆椒▽敵鲭娙葸M行補償。由于已經在開關管的漏極上采用了雙股扼流電感，因此輸出電容補償措施可以考慮采用串聯補償電感。

　　為了使漏極阻抗呈純阻性，應當在開關管的漏極上串聯電感。Rp可以通過公式（2）計算得到，而Cos是Vdd的反函數。計算出Rp和Xcos之后，選取適當地串聯電感，可以實現共扼匹配，如圖2所示。其中，Cop與并聯輸出阻抗Cos有關。

　　通過公式（2）可以計算出Rp等于90歐姆，輸出電容為125pF。在50MHz頻率下，電抗Xcos為－j25.4歐姆。由此可以算出Rs為6.6歐姆，而所需的最優(yōu)取值為6.25歐姆。這就需要將漏極電壓稍稍調低或者將輸出功率

　　稍稍調高即可獲得所需的最優(yōu)取值。但是，在實際工作過程中，如果不能通過調整漏極電壓或輸出功率的方法獲得所需的串聯等效阻抗值，可以考慮在開關管上并聯一個電容以增大Cos的取值，這樣Ls的取值也將相應的變化。增大Ls使Xcos過補償可以增大有效Rs值。如果在負載端增加一個分流電容，可以增大有效Rs值。圖3中的電容C8就是這個分流電容。這樣，電感、分流電容和輸出電容就構成了一個π形網絡。

　　盡管功率放大器的DC非常高，但是由于工作頻率高達50MHz，MOSFET的輸入電容將使其輸入阻抗呈現射頻短路狀態(tài)。雖然可以通過增加匹配網絡來實現阻抗匹配，但是匹配網絡的Q值將很高，其成本也將大大提高。最適宜的方法是采用一個簡單的電感網絡來控制變換過程。

　　輸入阻抗在功率放大器工作過程中并不是固定不變的，由于密勒電容效應的作用，輸入阻抗的變化范圍將相當大。

　　圖3是50MHz/250W功率放大器的電路原理圖。門極匹配通過變壓器和調諧網絡實現。變壓器可以提供推挽結構所需的平衡輸入。推挽結構可以使單個MOSFET的有效輸入阻抗增大約四分之一。注意，變壓器次級不能懸空，應通過接地電阻接地。輸出電路采用前面提到的串聯補償方法，大電感用于獲得滿意的輸出電阻匹配效果，電容C8是輸出電感網絡的分流電容。T2是雙股環(huán)形分流扼流電感，該電感位于L2/L3補償扼流電感的低阻抗端，射頻電壓對它的影響很小，因此不會飽和。輸出耦合電容需要承擔射頻電流，因此需要采用表面積較大的型號。[!--empirenews.page--]

　　圖4為實際電路布局圖，該電路采用雙面覆銅板，直接固定在散熱器上。線路板背面均為表面貼元件。而開關管則通過板上的矩形孔直接固定在散熱器的底面。

　　圖5和圖6所示分別為C類功率放大器在50MHz頻率條件下，增益和效率與輸出功率之間的關系圖。從圖中可知，輸出功率為150W時的增益最大，高出設計值約4dB，這主要是因為C類功率放大器工作過程中需要進行壓縮，因此實際工作時還是能夠滿足設計要求的。而最大效率則出現在輸入和輸出之間實現共扼匹配的時候。

　　在對實際電路進行檢驗時，將Vdd以5V步長由110V增大到135V，實驗結果清楚地顯示增益和效率的最佳值出現在125V時。對電路重調后，將電壓范圍擴大到100V－150V，也能獲得滿意的效果，但是此時將可能出現峰值效率的情況。如果進一步擴大電壓范圍，L2和L3的值就需要作相應的改動。

　　負載冗余測試是在25:1的駐波比條件下進行的。用一根同軸電纜作衰減器，通過調諧電路改變反射系數的相位，結果并未發(fā)生不穩(wěn)定的現象。

　　3. 結論

　　前面介紹了50MHz/250W射頻功率放大器的設計方法，該方法可以推廣到其他高壓射頻功率放大器的設計過程中。利用APT公司的專用射頻功率MOSFET將極大的簡化射頻功率放大器的設計過程。