DC/DC轉換器的設計頻率越來越快，目的是減小輸出電容和電感的尺寸，以節(jié)省電路板空間。正因如此，現(xiàn)在市場上出現(xiàn)越來越多工作在高輸入電壓下的DC/DC轉換器，其可提供線壓瞬態(tài)保護，更低的占空比使更快頻率下難以達到更低的電壓。許多電源集成電路制造廠商(IC)正在積極推銷高頻DC/DC轉換器，聲稱可以減少電路板空間占用。工作在1MHz或者2MHz下的DC/DC轉換器似乎是一個好主意，但開關頻率對電源系統(tǒng)產(chǎn)生的影響遠不止體積和效率兩方面。本文介紹了幾個設計實例，說明在高頻下開關存在的一些好處和挑戰(zhàn)。

　　應用選擇

　　為了說明使用高開關頻率的權衡過程，我們設計了三個獨立電源，其工作頻率分別為100、300和750 kHz。所有這三種設計，輸入電壓均為48V，輸出電壓均為5V，而輸出電流均為1A。這些要求常用于為一個5-V邏輯USB，或者為其它DC/DC轉換器使用的中頻通用5-V總線供電，例如：低壓降穩(wěn)壓器等。若想建立一些設計限制，所選允許紋波電壓需為50mV，其約為輸出電壓的1%;同時選擇使用0.5 A的峰至峰電感電流。德州儀器TPS54160是一種集成MOSFET的2.5-MHz、60-V、1.5-A降壓DC/DC轉換器，用作所有設計的穩(wěn)壓器。TPS54160特有外部補償和快速可編程頻率，適用于一些高輸入電壓的工業(yè)應用。

　　電感和電容選擇

　　根據(jù)下列四個簡化公式，選擇每種情況的電感和電容：

　　電感選擇

(1a)

　　可重寫為：

(1b)

　　其中，D(占空比)=5 V/48 V=0.104，且△I = 0.5 A峰至峰。

　　電容選擇

　　I= C x dv/dt (2a)

　　可重寫為：

(2b)

　　其中，△I = 0.5 A峰至峰，且△V=50 mV。

　　就方程式2b而言，我們假設所選電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)忽略不計，陶瓷電容便是如此。我們選擇陶瓷電容，用于所有三種設計，原因是其低電阻和小尺寸。方程式2b分子的乘數(shù)2表明DC偏壓相關電容下降情況，原因是大多數(shù)陶瓷電容的數(shù)據(jù)表中都沒有說明這一效應。

　　圖 1 TPS54160 參考示意圖

　　圖1所示電路用于評估實驗臺上每種設計的性能。示意圖中沒有值的一些組件，為設計中修改了的組件。輸出濾波器由L1和C2組成。所有三種設計的組件值都列舉在表1中，這些值的選擇是基于方程式1a到2b的結果。注意，每個電感的DC電阻隨頻率增加而減小。這是因為較少的匝數(shù)所需的銅長度更短。我們單獨為每個開關頻率設計了誤差放大器補償組件。選擇補償值的計算方法，超出了本文討論的范圍。

　　最小“導通”時間

　　最小可控“導通”時間限制是DC/DC轉換器IC的一個特點，其為脈寬調(diào)制(PWM)電路的最窄可達脈寬。在降壓轉換器中，開關周期期間功率MOSFET導通的時間百分比被稱作占空比，其等于輸出電壓與輸入電壓的比。使用TPS54160轉換器時，占空比為0.104(4 V/48 V)，而數(shù)據(jù)表中列出的最小“導通”時間為130 ns?？煽孛}寬限制產(chǎn)生一個最小可達占空比，而用最小“導通”時間乘以開關頻率，我們可以輕松地計算出該占空比的大小。一旦知道了最小占空比，利用VIN乘以最小占空比，我們便可以計算出最低可達輸出電壓。最低輸出電壓同樣也受轉換器基準電壓的限制，使用TPS54160時其為0.8V。

　　本例中，我們可以通過750-kHz開關頻率來產(chǎn)生一個5-V輸出電壓(參見表2)。但是，如果該頻率為1 MHz，則最低可能輸出電壓被限制為約6V;否則，DC/DC轉換器會跳過脈沖。替代方法是降低輸入電壓或者頻率。在選擇某個開關頻率以前，你最好是先查看DC/DC轉換器數(shù)據(jù)表，了解保證最小可控“導通”時間。

　　DC/DC轉換器的設計頻率越來越快，目的是減小輸出電容和電感的尺寸，以節(jié)省電路板空間。正因如此，現(xiàn)在市場上出現(xiàn)越來越多工作在高輸入電壓下的DC/DC轉換器，其可提供線壓瞬態(tài)保護，更低的占空比使更快頻率下難以達到更低的電壓。許多電源集成電路制造廠商(IC)正在積極推銷高頻DC/DC轉換器，聲稱可以減少電路板空間占用。工作在1MHz或者2MHz下的DC/DC轉換器似乎是一個好主意，但開關頻率對電源系統(tǒng)產(chǎn)生的影響遠不止體積和效率兩方面。本文介紹了幾個設計實例，說明在高頻下開關存在的一些好處和挑戰(zhàn)。

　　應用選擇

　　為了說明使用高開關頻率的權衡過程，我們設計了三個獨立電源，其工作頻率分別為100、300和750 kHz。所有這三種設計，輸入電壓均為48V，輸出電壓均為5V，而輸出電流均為1A。這些要求常用于為一個5-V邏輯USB，或者為其它DC/DC轉換器使用的中頻通用5-V總線供電，例如：低壓降穩(wěn)壓器等。若想建立一些設計限制，所選允許紋波電壓需為50mV，其約為輸出電壓的1%;同時選擇使用0.5 A的峰至峰電感電流。德州儀器TPS54160是一種集成MOSFET的2.5-MHz、60-V、1.5-A降壓DC/DC轉換器，用作所有設計的穩(wěn)壓器。TPS54160特有外部補償和快速可編程頻率，適用于一些高輸入電壓的工業(yè)應用。

　　電感和電容選擇

　　根據(jù)下列四個簡化公式，選擇每種情況的電感和電容：

　　電感選擇

(1a)

　　可重寫為：

(1b)

　　其中，D(占空比)=5 V/48 V=0.104，且△I = 0.5 A峰至峰。

　　電容選擇

　　I= C x dv/dt (2a)

　　可重寫為：

(2b)

　　其中，△I = 0.5 A峰至峰，且△V=50 mV。

　　就方程式2b而言，我們假設所選電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)忽略不計，陶瓷電容便是如此。我們選擇陶瓷電容，用于所有三種設計，原因是其低電阻和小尺寸。方程式2b分子的乘數(shù)2表明DC偏壓相關電容下降情況，原因是大多數(shù)陶瓷電容的數(shù)據(jù)表中都沒有說明這一效應。[!--empirenews.page--]圖 1 TPS54160 參考示意圖

　　圖1所示電路用于評估實驗臺上每種設計的性能。示意圖中沒有值的一些組件，為設計中修改了的組件。輸出濾波器由L1和C2組成。所有三種設計的組件值都列舉在表1中，這些值的選擇是基于方程式1a到2b的結果。注意，每個電感的DC電阻隨頻率增加而減小。這是因為較少的匝數(shù)所需的銅長度更短。我們單獨為每個開關頻率設計了誤差放大器補償組件。選擇補償值的計算方法，超出了本文討論的范圍。

　　最小“導通”時間

　　最小可控“導通”時間限制是DC/DC轉換器IC的一個特點，其為脈寬調(diào)制(PWM)電路的最窄可達脈寬。在降壓轉換器中，開關周期期間功率MOSFET導通的時間百分比被稱作占空比，其等于輸出電壓與輸入電壓的比。使用TPS54160轉換器時，占空比為0.104(4 V/48 V)，而數(shù)據(jù)表中列出的最小“導通”時間為130 ns。可控脈寬限制產(chǎn)生一個最小可達占空比，而用最小“導通”時間乘以開關頻率，我們可以輕松地計算出該占空比的大小。一旦知道了最小占空比，利用VIN乘以最小占空比，我們便可以計算出最低可達輸出電壓。最低輸出電壓同樣也受轉換器基準電壓的限制，使用TPS54160時其為0.8V。

　　本例中，我們可以通過750-kHz開關頻率來產(chǎn)生一個5-V輸出電壓(參見表2)。但是，如果該頻率為1 MHz，則最低可能輸出電壓被限制為約6V;否則，DC/DC轉換器會跳過脈沖。替代方法是降低輸入電壓或者頻率。在選擇某個開關頻率以前，你最好是先查看DC/DC轉換器數(shù)據(jù)表，了解保證最小可控“導通”時間。

　　脈沖跳躍

　　DC/DC轉換器無法足夠快速地清除門驅動脈沖來維持理想占空比時，便會出現(xiàn)脈沖跳躍。電源會嘗試調(diào)節(jié)輸出電壓，但由于距離更遠的脈沖，紋波電壓會增加。由于存在脈沖跳躍，輸出紋波會呈現(xiàn)出分諧波成分，其可能出現(xiàn)噪聲問題。限流電路也可能不再正常工作，因為IC可能不響應大電流峰值。一些情況下，如果控制器不正常工作，控制環(huán)路便可能會不穩(wěn)定。

　　效率和功耗

　　DC/DC轉換器的效率，是進行電源設計時需要考慮的最重要屬性之一。低效率會轉換成高功耗，必須要在印刷電路板(PCB)上使用單獨的散熱器或者更多的銅，才能處理這些功耗。功耗也對電源上游器件提出了更高的要求。如表3所示，功耗共有幾個組成部分。

　　三個例子的重要損耗組成部分，來自于FET驅動損耗、FET開關損耗和電感損耗。FET電阻和IC損耗是一致的，因為所有三個設計中都使用了相同的IC。由于所有例子中都選擇了低ESR的陶瓷電容，因此電容損耗可以忽略不計。為了表明高頻開關的影響，我們對每個例子的效率都進行了測量，并將其顯示在圖2中。該圖清楚地表明，效率隨開關頻率增加而下降。若想提高所有頻率下的效率，需要尋找到一種全負載狀態(tài)下低漏到源“導通”電阻、低門電荷或者低靜態(tài)電流規(guī)范的DC/DC轉換器;或者尋找到一些具有更低等效電阻的電容和電感。

　　表 1 三個舉例電源設計的電容和電感選擇

　　表 2 130-ns最小“導通”時間的最小輸出電壓

　　表 3 功耗組成部分

　　圖 2 三個舉例頻率下 TPS54160 的效率

　　組件尺寸

　　表4列出了三種設計要求的總電路板面積，以及電容和電感的焊盤面積。電容或者電感的建議焊盤面積，稍稍大于單個組件本身，且三種設計舉例均使用了該面積。每個組件占用的面積相加(其包括IC、濾波器以及所有其它小型電阻器和電容的焊盤尺寸)，然后將得到的結果乘以2倍(考慮到組件的間距)，便得到總面積。100-kHz和750-kHz設計之間存在近250 mm2的總面積節(jié)省，從而使濾波器體積縮小50%，而板空間占用減少55%。但是，存在收益遞減規(guī)律，因為電容和電感值無法減少至零!換句話說，不斷推高頻率并不能夠一直減小總尺寸，因為你無法總是能夠在市場上買到這些尺寸適合且批量生產(chǎn)的電感和電容。注意，33-µH和15-µH電感占用相同的面積。存在這種可能性，是因為33-µH電感的高度為3.5 mm，而15-µH電感僅高2.4 mm。我們想通過這兩種電感來說明的觀點是：電感與體積成正比例關系。

　　表 4 組件尺寸和總面積要求

　　圖 3 100kHz、300 kHz和750 kHz 的波特圖

 [!--empirenews.page--]瞬態(tài)響應

　　瞬態(tài)響應是電源性能級別的一個較好指標。我們利用每種電源的波特圖來表明高開關頻率的對比情況(參見圖3)。如圖所示，每個電源的相位裕度在45°和55°之間，其表明瞬態(tài)響應得到較好的抑制。交叉頻率約為開關頻率的1/8。使用快速開關DC/DC轉換器時，設計人員應確保電源IC誤差放大器具有足夠的帶寬來支持高交叉頻率。TPS54160誤差放大器的單位增益頻寬一般為2.7 MHz。表5顯示了實際瞬態(tài)響應時間以及電壓峰值過沖的相關值。開關頻率越高，過沖值便越是更低，原因是更寬的帶寬。

　　表 5 瞬態(tài)響應

　　表 6 小占空比時抖動與“導通”時間之比

　　抖動考慮

　　高轉換比和更高頻率時，會存在噪聲問題。當選擇某個高開關頻率時，設計人員應考慮抖動和DC/DC轉換器的最小“導通”時間。當占空比較小時，抖動噪聲便為開關脈沖的更大百分比。表6顯示了48-V到5-V轉換比時，抖動與“導通”時間之比。我們假設，在該相位節(jié)點上存在0.5-V二極管壓降和20-ns抖動。

　　結論

　　設計高頻開關轉換器時，存在許多折中考慮。本文介紹的一些優(yōu)點包括更小的尺寸、更快的瞬態(tài)響應，以及更小的電壓過沖/欠沖。獲得這些優(yōu)點的代價是效率低和散熱多。但是，在挑戰(zhàn)性能極限的過程中同樣也存在許多陷阱，例如：脈沖跳躍和噪聲問題。在為高頻應用選擇一種寬輸入電壓DC/DC轉換器以前，我們應該首先查看制造廠商提供的數(shù)據(jù)表，以了解一些重要的規(guī)范，例如：最小“導通”時間、誤差放大器的增益帶寬、FET電阻以及FET開關損耗。在這些規(guī)范下運行良好的IC價格昂貴，但卻對得起它的價格;在設計人員擔心如何處理某個棘手的設計問題時，其更加易于使用。