這些電路常用于需要在整個工作壽命中保持完全正常工作狀態(tài)的系統(tǒng)，例如，服務(wù)器、網(wǎng)絡(luò)交換機、獨立磁盤冗余陣列(RAID)存儲器和其他形式的通信基礎(chǔ)設(shè)施，這些系統(tǒng)稱為高可用性系統(tǒng)。如果某個組件發(fā)生故障，則需要將其從系統(tǒng)中移除，并換上功能完全正常的組件，所有這些操作都需要在電源保持接通并且系統(tǒng)繼續(xù)工作的條件下完成，這一過程稱為“熱插拔”。

為了安全地執(zhí)行上述操作，需要利用熱插拔控制器來控制浪涌電流，并且防止為其他系統(tǒng)供電的背板電源斷電。在正常工作期間，控制器也能防范短路和其他過流故障。ADI公司最新系列熱插拔控制器還集成了高精度數(shù)字電源監(jiān)控器，支持高精度系統(tǒng)功率計量（見圖1）。

圖1  許多高功率系統(tǒng)需要使用熱插拔器件，以便安全地控制上電時的浪涌電流并提供故障保護
 

隨著這些系統(tǒng)的電源要求越來越高，效率變得更加重要，以前那種容忍寬松、插入功率損耗嚴重的設(shè)計越來越行不通。ADM1275不僅提供高精度電源監(jiān)控以報告系統(tǒng)功率，而且具有許多專門設(shè)計的特性，用以降低與熱插拔相關(guān)的典型損耗，如檢測電阻和MOSFET的插入損耗等。

下面我們將討論一個典型高電流刀片服務(wù)器熱插拔設(shè)計的設(shè)計過程，包括器件選型考慮。

系統(tǒng)規(guī)格
本例假設(shè)如下條件：
● 控制器采用ADM1275
● VIN=12V（標稱值）
● VMAX=12.6V
● ITRIP=70A
● CLOAD=5000mF
● TMAX=65℃
● RPOWERUP=10Ω（系統(tǒng)上電期間的靜態(tài)負載電阻）
為了簡便起見，計算中未考慮許多器件容差。當針對最差條件進行設(shè)計時，應(yīng)考慮這些容差。

檢測電阻選擇
檢測電阻的選擇主要基于所需的斷路器動作電流。然而，ADM1275也包括一個可調(diào)的限流閾值，允許將限流精調(diào)到有限的標準檢測電阻值所提供的限值以上。檢測電壓可以在5～25mV范圍內(nèi)編程，如此低的檢測電壓和編程的靈活性使檢測電阻的功率損耗得以降低，尺寸得以減小。

斷路器定時器（電流故障尖峰濾波器）開始點通常比調(diào)節(jié)點低0.8mV，這意味著若要設(shè)置70A(19.2mV)的跳變點，需要將調(diào)節(jié)點設(shè)置為約73A (20mV)。

這不是一個常用值，考慮最接近的值0.25mΩ，用2個0.5mΩ電阻并聯(lián)得到。根據(jù)上面的等式反求所需的檢測電壓：VSENSE=RSENSE×ITRIP=0.25 mΩ×73≈18.25mV。ISET引腳可以利用一個分壓器從VCAP基準電壓獲得所需的電壓（見圖2）。

圖2

VISET=VSENSE×50=18.3mV×50=0.915V
使用2.7V的VCAP基準電壓，假設(shè)R1=100kΩ，由此可知底部電阻為51.1kΩ。給定的ISET電壓能夠提供大約70A的斷路器跳變點和73A的調(diào)節(jié)電流設(shè)定點。假設(shè)最差情況直流電流可能高達75A（包括允許的誤差），則各電阻的最大直流電流約為42A，包括大約10%的余量以應(yīng)對電流不平衡情況。因此，功率可以計算為：PRSENSE=ITRIP2×RSENSE=(42A)2×0.0005Ω=0.882W。每個檢測電阻應(yīng)能消耗1 W以上的功率（包括降溫因素），推薦使用2W或3W電阻以降低工作溫度。應(yīng)使用一系列10Ω電阻對所有這些節(jié)點求平均值，并將結(jié)果送至控制器。

本部分關(guān)鍵元件選擇小結(jié)：
RISET(TOP)=100kΩ
RISET(BOT)=51.1kΩ
RSENSEx=0.5mΩ×2(2/3W)
RAVGx=10Ω×4

MOSFET選擇
選擇適當?shù)腗OSFET的首要條件是導(dǎo)通電阻RDSON規(guī)格，目的是確保MOSFET在正常工作中獲得全面增強時，MOSFET中的功率損耗最小。

ADM1275提供高壓柵極驅(qū)動，確保實現(xiàn)最低10V的VGS，從而維持最低的額定RDSON。柵極驅(qū)動電路在實現(xiàn)上述特性的同時，仍能確保在故障狀況下不違背最高20V的VGS要求。

當MOSFET的溫度提高時，其功率額定值會降低，這稱為“減額”。RDSON規(guī)格決定MOSFET的最高結(jié)溫，因而也決定了可以應(yīng)用于SOA參數(shù)的減額。此外，MOSFET在高溫下工作可能會降低其可靠性。

我們首先估算所需的RDSON。如前所述，最差情況下的最大直流電流為75A，然后使用第一部分規(guī)定的最大環(huán)境溫度，我們可以估算MOSFET的功率損耗。

首先做出幾項假設(shè)：
● RthJA=40C/W（最大值）
● TjMAX=120℃
（這是最高首選結(jié)溫，與任何芯片限制都相去甚遠）
計算結(jié)溫升高，然后計算單個FET的功率，接著計算總RDSON，對于單個FET，此數(shù)值太小，因此嘗試讓3個FET并聯(lián)，減去10%以便為布局不對稱引起的不平衡情況提供一些余量，再考慮1.4的系數(shù)以便支持一定的減額。
把這當作目標RDSON，據(jù)此查找合適的候選元件。查找范圍可以縮小為具有以下特性的FET：
● VDS=25/30V（20V是可能的選項，但不是首選）
● VGS=20V
● RDSON≤1.4mΩ
選定合適的MOSFET后，應(yīng)利用MOSFET數(shù)據(jù)手冊中RDSON與TJ的關(guān)系圖確定RDSON的減額量。

使用120℃的TjMAX，從圖3可以看出：在120℃時，RDSON提高約1.52倍，達到大約1.824mΩ（假設(shè)25℃時為1.2mΩ）。一般而言，最好使結(jié)溫低于120℃，以提高可靠性。假設(shè)MOSFET的最大RDSON為1.83mΩ，則各FET的功率為1.39W。

圖3

這是由MOSFET在環(huán)境溫度下的熱阻決定的，數(shù)據(jù)手冊中會給出這一參數(shù)。尺寸、氣流、鄰近的熱源和附加的銅也會對此值有影響，必須謹慎小心確保額定條件得到滿足。對于本設(shè)計，MOSFET的預(yù)期功耗約為1.39W，最差情況下，溫度升高為環(huán)境溫度增加55.6℃以上。因此，F(xiàn)ET的結(jié)溫可以通過下式確定：TJ=TA+T
該溫度低于選定的最大值120℃，因此應(yīng)當能夠避免熱失控的風險。并聯(lián)使用多個MOSFET時，各MOSFET的柵極應(yīng)串聯(lián)一個10Ω電阻，防止發(fā)生寄生振蕩。
本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結(jié)：
QX=選定的1.2mΩ MOSFET
RthJA=40k/W
RGATE=10Ω(x3)

功率減額因數(shù)
確認最高結(jié)溫后，現(xiàn)在我們就可以確定最大減額因數(shù)。此因數(shù)將用于所有SOA參數(shù)的減額，以便確認該解決方案在整個溫度范圍內(nèi)穩(wěn)定可靠。
減額因數(shù)可以通過下式計算：

本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結(jié)：
DF=2.5

折返
ADM1275利用折返技術(shù)來保護MOSFET免受過流故障或短路影響。輸出電壓通過FLB引腳上的分壓器監(jiān)控，限流值基于MOSFET的VDS進行調(diào)整。圖4所示為這種關(guān)系的一個示例。[!--empirenews.page--]

圖4

當輸出電壓為0時，一個下限箝位電路可防止限流值趨近于0。箝位電壓為固定值0.2V（FLB引腳，或4mV Vsense），對于本設(shè)計，它相當于約16A。當輸出電壓提高時，限流值隨之緩慢上升。該閾值由FLB引腳上的分壓器設(shè)置，所用基準電壓等于VSENSEREG X 50。此電壓應(yīng)足夠低，以免任何預(yù)期的VOUT負載階躍影響限流值。PWRGD輸出也是從FLB引腳的電平獲得。如果目標值為10.3V，則可知分壓器的頂部電阻為100KΩ，底部電阻為12KΩ。
本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結(jié)：
VPG=10.3V
RFLB_TOP=100kΩ
RFLB_BOT=12kΩ

MOSFET安全工作區(qū)域分析
下一步是檢查MOSFET數(shù)據(jù)手冊中的SOA曲線，確定它能耐受最差情況FET功率的時間，進而確定適當?shù)亩〞r器電容值。在多FET解決方案中，必須假定在這類的上電事件中，單個FET能夠消耗100%的功率，這是因為各FET的Vth電平可能不同，調(diào)節(jié)過程中可能只有一個FET導(dǎo)通。

短路情況下，可以假設(shè)FET的Vds約為12.6V（假設(shè)源極接GND）。由于存在線路阻抗，實際值可能低于此值。

然而，從FET功率與Vout的關(guān)系曲線可知，這種關(guān)系不具單調(diào)性。如圖5所示，F(xiàn)ET的最差情況功率約在6.3V（Vin的50%）。

圖5

用2.5的減額因數(shù)對其進行減額，得到135A。在MOSFET的SOA圖上，6.3V線與135A線相交可得到大約0.8ms（見圖6）。

圖6

應(yīng)注意，某些FET的SOA功率線并不總是表示恒定的功率乘積，應(yīng)當進行檢查，如果該線不是恒定的功率，則應(yīng)檢查更多點。例如，在IFLBMIN=16A的情況下檢查13.2V的VMAX，減額至40A。這種情況下，6.3V SOA非常相似。如果對故障濾波器沒有特定要求，建議進一步降低此值，以考慮SOA容差和不精確性的影響。假設(shè)降低50%，變?yōu)?.4ms。

本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結(jié)：
TSOA_MAX=400μs

上電分析
選定定時器后，現(xiàn)在必須檢查負載電容是否有足夠的時間來完成上電，這是通過啟動電流曲線與限流值相交的時間，即定時器在上電期間的有效時間來確定的。

圖7

在上電階段，由于負載電容需要浪涌電流，控制器通常會達到限流值。如果TIMER引腳設(shè)置的時間不足以讓負載電容完成充電，MOSFET就會被禁用，系統(tǒng)將無法上電。我們可以使用折返系統(tǒng)的平均限流值，估算上電時間。由于所需的時間超過已確定的SOA限值，系統(tǒng)將無法使該大小的負載電容完成上電。為了解決這一問題，上電時需要將浪涌電流降至熱插拔控制限值以下，具體實現(xiàn)方法是提高有效柵極電容，使上電時間變慢，浪涌電流減小。這樣，浪涌便通過一個開環(huán)源極跟隨器系統(tǒng)而得到控制。為了避免超過限流值(16A)，選定合適的柵極電容，使浪涌電流降至約10A。

本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結(jié)：
CGATE=15nF
TPOWERUP=7.5ms

定時器電容
確定MOSFET SOA要求并獲得滿意的上電時間后，現(xiàn)在就可以得到TIMER電容值約為22nF。

啟動時MOSFET中的功率
作為最后一步，我們需要檢查啟動時FET消耗的功率是否在MOSFET的SOA限值以內(nèi)。負載電容充電所需的能量可以通過下式計算：
PMOSFET=TRISE/RthIA =60/40=1.5W
如果我們再次檢查SOA，可以發(fā)現(xiàn)6.3V和22A對應(yīng)于10ms以上的值，滿足SOA限制要求。