摘要：針對目前光伏逆變系統(tǒng)工作模式的單一性，提出一種獨立／并網(wǎng)雙工模式逆變系統(tǒng)。主電路采用隔離型全橋DC／DC變換器構建前級，使用移相PWM零電壓轉換(ZVS)控制；采用全橋逆變器構建后級，使用單極性倍頻SPWM。在主電路拓撲基礎上，研究了各部分的控制方法，給出逆變時不同工作模式下的控制框圖，并采用前饋控制方法對其進行改進。提出了一種基于芯片UTC4053的電路切換方法來實現(xiàn)并網(wǎng)和獨立兩種工作模式的轉換。最后研制出一個1 kW的實驗樣機來驗證方案的可行性。
關鍵詞：逆變器；獨立模式；并網(wǎng)模式

1 引言
    逆變系統(tǒng)作為光伏發(fā)電核心，目前基本是獨立或并網(wǎng)工作運行。若將兩者有效結合，則可進一步拓展系統(tǒng)應用范圍，簡化結構，減少投資。此處提出一種獨立／并網(wǎng)雙工模式逆變系統(tǒng)。該系統(tǒng)通過隔離型全橋DC／DC變換器構建前級，采用高頻變壓器減小系統(tǒng)體積，使用移相PWM ZVS控制方法降低開關損耗；通過全橋DC／AC逆變器構建后級，采用單極性倍頻SPWM方法，加強消除和抑制諧波，提高系統(tǒng)效率。在此基礎上，分析了各部分的控制方式，對兩種工作模式下的逆變控制方法做出改進。最后提出一種新型的電路切換方法，用以實現(xiàn)工作模式的轉換。

2 系統(tǒng)主電路拓撲
    此處采用兩級式結構，能實現(xiàn)電氣隔離，且控制靈活簡單。圖1示出主電路拓撲。

    工作過程分為兩步：
    (1)前級隔離型全橋DC／DC變換器將變化低壓直流輸入提升至400 V的穩(wěn)定高壓直流輸出。
    該部分一方面利用開關管結電容和變壓器漏感實現(xiàn)電路ZVS，以此減小開關損耗，提高系統(tǒng)效率；另一方面增加隔直電容來解決因開關管特性不一致，而使變壓器初級產(chǎn)生直流分量，從而導致的偏磁問題。
    (2)后級全橋逆變器將400 V的穩(wěn)定高壓直流輸入逆變?yōu)?20 V／50Hz的正弦交流輸出。
    該部分通過單極性倍頻SPWM方式以較低的開關頻率實現(xiàn)2倍等效開關頻率，以此降低開關損耗，且有助于消除諧波，提高電能輸出質量。當并網(wǎng)開關打開時，系統(tǒng)獨立運行，給負載供電；當開關閉合時，系統(tǒng)并網(wǎng)運行，輸出饋入電網(wǎng)。

3 控制方法
3．1 DC／DC控制方法
    前級隔離型全橋拓撲采用基于移相控制芯片UC3875的電壓電流雙環(huán)控制方法，如圖2所示。

    控制思想是：UC3875輸出4路PWM脈沖，通過驅動電路控制主電路中的VT1～VT4。輸出的直流母線電壓通過信號采集電路后，與UC3875內部標準信號比較，調節(jié)4路PWM輸出脈沖的相位差，以此來穩(wěn)定輸出。輸入電流通過信號采集電路后，與UC3875內部的過流保護信號閥值作比較，一旦過流，UC3875鎖定跳停，DC／DC停止工作，完成輸入過流保護。[!--empirenews.page--]
3．2 DC／AC控制方法
    由于逆變系統(tǒng)工作于獨立和并網(wǎng)模式時，系統(tǒng)狀態(tài)相差甚遠，故需有兩種不同的控制方法。
3．2．1 獨立控制
    逆變器獨立運行時采用電壓控制模式，控制框圖如圖3a所示?？刂扑枷胧牵簎o經(jīng)采樣反饋后與正弦波參考電壓信號uref作比較，誤差信號經(jīng)過PI調節(jié)，再經(jīng)SPWM發(fā)生器產(chǎn)生相應的驅動信號，送入主電路驅動開關管。由控制框圖可得系統(tǒng)傳遞函數(shù)為：

    根據(jù)控制理論，對于一個閉環(huán)系統(tǒng)，低頻段要有足夠增益，以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性能；中頻段要以-20 dB／dec穿越橫軸，使相角裕量足夠大；高頻段要快速下降，以提高抗干擾能力。

    分析式(3)，可知系統(tǒng)中頻段是以-40 dB／dec穿越橫軸的，不符合要求。此處采用前饋方式對系統(tǒng)加以校正。圖3b示出校正后的控制框圖。通過選取合適的參數(shù)，便可使系統(tǒng)獲得良好的性能。
3．2．2 并網(wǎng)控制
    由于電感電流不能突變，故逆變器并網(wǎng)運行時采用電流控制模式，控制框圖如圖4所示。

    控制思想是：輸出電感電流io經(jīng)采樣反饋后，與經(jīng)同步處理后的、與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦波參考電流iref作比較，誤差信號經(jīng)過PI調節(jié)后，再經(jīng)SPWM發(fā)生器產(chǎn)生相應的驅動信號，送入主電路驅動開關管。
    在逆變器并網(wǎng)啟動瞬間，若未能快速建立電流環(huán)的有效跟蹤，會造成電流跟蹤相位差過大，可能超過90°，則系統(tǒng)會倒灌電流，吸收電網(wǎng)電能。若短時間內不能控制電流跟蹤相差，則會造成系統(tǒng)過壓保護動作。因此，系統(tǒng)對并網(wǎng)電流的控制不僅要注意其穩(wěn)態(tài)性能指標，還要關注其動態(tài)指標。
    由圖3b可見，電網(wǎng)電壓相當于外部擾動，該擾動在控制環(huán)節(jié)中的影響不容忽視。所以，需要在擾動作用點之前的前向通道中增加一個前饋控制量進行抑制，這樣便可有效改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。

    令G3(s)=1／KPWM，則有Io=0?？梢姡ㄟ^電網(wǎng)電壓的前饋控制，可從理論上達到對電網(wǎng)電壓擾動的全補償要求。[!--empirenews.page--]
3．2．3 獨立／并網(wǎng)模式切換
    由上述分析可知，獨立、并網(wǎng)兩種工作模式分別有其各自的控制方法，而不同的控制方法又需通過不同的電路來實現(xiàn)。所以，逆變系統(tǒng)工作模式的切換在硬件上就表現(xiàn)為對控制電路的切換。此處采用芯片UTC4053來完成這一要求。
    根據(jù)UTC4053的特性，設計出模式選擇部分電路如圖5所示。

    MOD_SEL為模式選擇信號，由單片機控制，REF_SIN為參考正弦信號，由單片機給定，EA_OUT為誤差信號，Io_SENSE為輸出電流反饋信號，Uo_SENSE為輸出電壓反饋信號。R7～R10，C4，C5和運放U1構成逆變系統(tǒng)并網(wǎng)工作時的反饋控制電路，R11～R15，C7，C8和運放U2構成逆變系統(tǒng)獨立工作時的反饋控制電路。
    該部分電路工作原理為：①當MOD_SEL=1時，VQ1導通，A=B=0，C=0，則通道ax，bx打開。REF_SIN由a端輸入，ax端輸出，與電壓反饋信號VC_SENSE作比較。經(jīng)圖中所示運放電路調理后的信號從bx端輸入，b端輸出，該信號為EA_OUT。此時為獨立運行模式；②當MOD_SEL=0時，VQ1關斷，A=B=1，C=0，則通道ay，by打開。REF_SIN由a端輸入，ay端輸出，與電流反饋信號IL_SENSE作比較。經(jīng)圖中所示運放電路調理后的信號從by端輸入，b端輸出，該信號為EA_OUT。此時為并網(wǎng)運行模式。

4 設計實例與實驗結果
    此處設計了一個1 kW的光伏逆變系統(tǒng)。采用圖1所示拓撲，主要參數(shù)為：輸入電壓35～75 V，輸出電壓220 V，輸出電壓頻率50 Hz，直流母線電壓400V，輸出功率1 kW，變壓器初次級匝數(shù)比8：96，隔直電容88μF，濾波電感分別為3．3 mH和1．2 mH，濾波電容分別為600 μF和2．2μF。
    系統(tǒng)采用AVR單片機ATMEGA64作為主控芯片。DC／DC部分VT1～VT4采用IXFK180N10型MOSFET管，VD1～VD4采用MUR8120型快恢復二極管，開關頻率f=62．5 kHz，高頻變壓器磁芯采用PQ50／50，使用絲包線繞制。DC／AC部分VT5～VT8采用47N60C3型MOSFET管，f=32 kHz。

    為驗證工作原理，用示波器進行檢測。圖6a為輸出濾波前高頻調制電壓波形?？梢?，電壓幅值約350 V，頻率50 Hz。圖6b為獨立逆變模式下，逆變器帶電阻性負載工作波形?？梢?，逆變器可輸出理想的220 V／50 Hz正弦電壓，在帶負載時，仍能保持良好正弦性。經(jīng)實測，滿負載輸出時電壓THD≤3％，滿足要求。圖6c為并網(wǎng)逆變模式下，逆變器工作波形。可見，逆變器輸出4．5 A／50 Hz正弦電流，且電流相位稍微滯后于電網(wǎng)電壓，因為MCU的數(shù)據(jù)處理耗費了一定時間。忽略這一點，輸出電流與電網(wǎng)電壓基本同頻同相。經(jīng)實測，額定功率輸出時電流THD≤5％，滿足要求。

5 結論
    此處針對光伏逆變系統(tǒng)，提出一種獨立／并網(wǎng)雙工模式逆變系統(tǒng)，分析了逆變器拓撲結構及控制原理，采用前饋控制進行改進，提出一種用于切換兩種工作模式的方法，并研制一臺實驗樣機驗證可行性。結果表明該方案研制的逆變系統(tǒng)工作穩(wěn)定，運行可靠，可分別工作于獨立、并網(wǎng)兩種模式，且能自由切換。系統(tǒng)具有良好的應用前景。