摘要：無橋電路由于電流流經(jīng)功率回路中半導(dǎo)體器件的減少，相對傳統(tǒng)整流橋的電路拓撲效率得到提升，在低壓輸入和中大功率應(yīng)用場合意義顯著?，F(xiàn)有的無橋電路存在EMI問題突出等不足，為此對現(xiàn)有無橋Boost型電路進行改進，提出了具有高效率、高功率因數(shù)和低EMI噪聲的新型無橋Boost功率因數(shù)校正(PFC)拓撲，在理論分析的基礎(chǔ)上使用Pspice 9．2進行仿真驗證。設(shè)計了一臺85～265 V交流輸入，400 V／300 W輸出的實驗樣機，進一步驗證了該無橋變換器的良好電氣特性。
關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正；無橋變換器；電磁干擾

1 引言
    無橋PFC變換器在低壓輸入和中大功率場合具有明顯的效率優(yōu)勢，但現(xiàn)有無橋PFC變換器仍不成熟，文獻對現(xiàn)有的多種無橋電路進行比
較，指出雙Boost無橋拓撲具有電流檢測電路簡單、導(dǎo)通損耗低、EMI噪聲小且兩個開關(guān)管可以共用同一PWM驅(qū)動信號等特點，成為現(xiàn)有無橋Boost型拓撲工程應(yīng)用的最優(yōu)選擇。但此電路的缺點是開關(guān)管只能選擇無反并二極管封裝的IGBT，因此電路的工作頻率將受到限制，在功率不大的情況下，難以選擇合適的控制策略，如臨界電流模式(BCM)控制。若開關(guān)管選用功率MOSFET，其中一個電感正常工作時，另一電感中會有逆向電流產(chǎn)生，此電流對電路的動態(tài)性能和效率都會產(chǎn)生不良影響，并且此電流的存在還可能導(dǎo)致連接于交流輸入端和輸出地之間慢速二極管的關(guān)斷，增大共模噪聲。另外，若不希望影響電路的功率因數(shù)且精確采樣開關(guān)管電流，則兩開關(guān)管不適合共用一個電流采樣電阻，獨立采樣勢必增加采樣電路的復(fù)雜性。在此針對現(xiàn)有的雙Boost拓撲電路存在的問題進行改進，提出了無需使用IGBT便能抑制電感逆向電流的新型無橋Boost PFC電路，并采用BCM進行了仿真和實驗驗證。

2 新型拓撲原理分析
2．1 主電路拓撲結(jié)構(gòu)
    圖1示出所提出的新型無橋Boost PFC電路拓撲，其中VD1～VD4為快管，VD5，VD6為慢管，C1，C2為高頻電容。

    當(dāng)交流電源uin處于正半周(即上正下負)時，uin，VS1，VD3構(gòu)成L1的充電回路，uin，VD1，VD5，輸出濾波電容C3及負載R構(gòu)成L1的放電回路；當(dāng)uin處于負半周時，uin，VS2，VD4構(gòu)成L2的充電回路，uin，VD2，VD6，C3及R構(gòu)成L2的放電回路。
2．2 電路工作階段分析
    由于BCM下的Boost變換器中快恢復(fù)二極管自然關(guān)斷，避開了反向恢復(fù)問題，變換器中的開關(guān)管為零電流開通，并且功率MOSFET開通前的準諧振過程將有效減小其自身的容性開通損耗。以BCM控制為例，分析所提出的改進拓撲，其中VS1，VS2共用電流采樣電阻和驅(qū)動信號。電路工作的關(guān)鍵參量波形如圖2所示。

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    改進變換器的工作過程如下：
    階段1 [t1～t2] uin處于正半周期，VS1開通，uin經(jīng)VS1，VD3對L1進行充電，C3對R進行放電，同時流過VS1的部分電流經(jīng)VS2反向流過L2。
    階段2 [t2～t3] 在t2時刻，VS1關(guān)斷，L1與uin一同經(jīng)VD1，VD5對C3及R供電，此時VD3阻斷，L2與C1，C2經(jīng)VS2的體二極管進行諧振。L2上的能量以諧振的方式傳遞給C1，C2，L2上的電流iL2減小，VD3，VD4電壓升高，在t3時刻，iL2下降至零，即IL2得到“復(fù)位”。
    階段3 [t3～t4] 由于VS2的體二極管反向不通，iL2保持為零，L1同uin一起持續(xù)向輸出供電，在t4時刻，L1上的電流iL1下降至零。
    階段4 [t6～t7] uin處于負半周期，VS2開通，uin經(jīng)VS2，VD4對L2進行充電，C3對R進行供電，與階段1類似，此時L1產(chǎn)生逆向電流。
    階段5 [t7～t8] 在t7時刻，VS2關(guān)斷，L2與uin一同經(jīng)過VD2，VD6對C3以及R供電。此時，VD4阻斷，L1與C1，C2經(jīng)VS1的體二極管進行諧振，L1上的能量以諧振方式傳遞給C1，C2，iL1減小，VD3，VD4的電壓升高，在t8時刻，iL1下降至零，即iL1得到“復(fù)位”。
    階段6 [t8～t9] 由于VS1的體二極管反向不通，iL1保持為零，L2同Uin一起持續(xù)向輸出供電，在t9時刻，iL2下降至零。
    電路穩(wěn)態(tài)工作時以[t0～t10]為周期持續(xù)工作。在[t0～t5]期間，uin處于正半周期，階段1，階段2和階段3交替進行，周而復(fù)始；在[t5～t10]期間，uin處于負半周期，階段4，階段5和階段6交替進行，周而復(fù)始。由以上分析及圖2波形可知，變換器輸入端對輸出地的電位差(即VD5，VD6所承受的電壓)基本上為平滑的工頻正弦半波，而變換器輸入端對芯片地的電位差(即VD3，VD4所承受的電壓)的正弦半波中僅包含很低幅值的電位跳變，因此而引發(fā)的共模噪聲小。

3 改進拓撲仿真分析
    用Pspice 9．2仿真軟件對所提出的改進無橋電路拓撲(輸入端接入差模濾波器)進行仿真，L1，L2的電流仿真波形如圖3所示。可見，電感中的逆向電流已得到有效抑制。由于差模電容承受高頻電流而引起的高頻電壓波動經(jīng)過C1，C2進行分壓，導(dǎo)致VD3，VD4的電壓波形與圖2中VD3，VD4的波形略有區(qū)別，VD3電壓仿真波形如圖4所示。

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4 實驗
    為了驗證上述改進無橋拓撲硬件實現(xiàn)的可行性，采用BCM控制芯片L6562設(shè)計了一臺輸入為85～265 V，輸出電壓為400 V，滿載輸出功率為300 W的實驗樣機。
4．1 電路關(guān)鍵部分設(shè)計
    由法拉第電磁感應(yīng)定律計算開關(guān)管的導(dǎo)通時間和阻斷時間，進而推出開關(guān)頻率為：
   
    式中：Pi為變換器輸入功率；θ為輸入電壓相角；Uirms為輸入電壓有效值；Uo為輸出電壓。
   
    設(shè)全電壓范圍內(nèi)電路最低工作效率為92％，那么此時Pi=326 W，由式(2)可得f(Uirms)與Uirms的關(guān)系曲線，如圖5所示。由圖可知，當(dāng)Uirms=265 V時，f(Uirms)取最小值。由fsw(π／2)=f(Uirms)／L可知，對于確定的L，當(dāng)Uirms=265 V時，fsw(π／2)取值最小。設(shè)計中將此最低工作頻率設(shè)為25 kHz，進而可以計算出L=272μH。

4．2 實驗結(jié)果
    圖6示出220 V輸入，滿載輸出時，樣機輸入電壓uin、電流iin波形，110 V輸入時，L2電流iL2波形和VS1的驅(qū)動電壓ugsVS1和漏源電壓udsVS1波形。由圖可知，iin趨近于正弦且與uin同相，在非工作的半周期中，iL2基本保持為零，功率MOFET管在udsVS1諧振谷值時開通。

    VD5電壓波形如圖7所示，此電壓波形趨近于工頻正弦半波，半波所包含的高頻紋波是由于實際電路變換器輸入端差模電容承擔(dān)濾除高頻電流紋波而引起的，其紋波幅值與差模電容上的紋波幅值相等，可通過增大差模電容來減小紋波幅值。VD3的電壓實驗波形與其仿真波形一致，此波形與VD5的電壓波形相似，區(qū)別在于VD3的電壓過零處存在紋波，而半波處紋波幅值較小。[!--empirenews.page--]

    圖8示出uin在85～265 V范圍內(nèi)變化時效率η和功率因數(shù)λ的變化曲線?？梢姡瑵M載時，在全電壓范圍內(nèi)，η保持在92．5％以上(若采用導(dǎo)通電阻較小的開關(guān)管，并適當(dāng)調(diào)小磁芯最大工作磁密，則低壓輸入時的η將得以有效提升)，全電壓范圍內(nèi)的λ值均高于0．99。

5 結(jié)論
    提出了一種改進無橋Boost功率因數(shù)校正電路，理論分析了電路的工作過程，采用Pspice 9．2進行了電路原理仿真，并采用控制芯片L6 562設(shè)計實驗樣機。仿真和實驗均證明了理論分析的正確性，達到預(yù)期的抑制電感逆向電流的實驗效果，硬件實驗結(jié)果表明此新型拓撲電氣特性良好。