對于工程師來說，電流源是個不可或缺的儀器，也有很多人想做一個合用的電流源，而應(yīng)用開源套件，就只是用一整套的PCB，元件，程序等成套產(chǎn)品，參與者只需要將套件的東西焊接好，調(diào)試一下就可以了，這里面的技術(shù)含量能有多高，而我們能從中學(xué)到的技術(shù)又能有多少呢?本文只是從講述原理出發(fā)，指導(dǎo)大家做個人人能掌控的電流源。本文主要就是設(shè)計到模擬部分的內(nèi)容，而基本不涉及單片機，希望朋友能夠從中學(xué)到點知識。

我這次的目標是搭建一個有基本功能的20V/100mA電流源，它即可固定輸出，又可用單片機步進控制。下圖是易于實現(xiàn)數(shù)控的直流電流源。假設(shè)運放有理想輸出能力，如果輸出電流100mA，采樣電阻Rsample的大小取值有何講究呢?

 

 

圖1

如果Rsample過大，將導(dǎo)致：

1. 采樣功率過高，對Rsample溫度穩(wěn)定要求高，因而成本呈指數(shù)提高。

解釋：如果Rsample=1 Ohm，Vsample=1V，Psample=100mW，對于精密應(yīng)用而言，電阻耗散100mW通常是難以接受的采樣功率。

2. RL上的電壓動態(tài)范圍減小，減小RL電阻上限。

但對運放和Vin調(diào)理電路的要求相應(yīng)降低。

如果Rsample過小，將導(dǎo)致運放的種種誤差顯現(xiàn)：

1. VOS的漂移與Vin可比，造成輸出電流誤差。

解釋：Rsample=0.1 Ohm，Vsample=10mV，如果使用LM324，VOSmax=3mV，潛在直流誤差30%;VOS/dTmax=30uV/C，10C溫度變化引起潛在誤差3%。

2. 電路增益過高，運放噪聲放大，RL上電壓基本不變，造成RL上的電壓噪聲增大，導(dǎo)致RL上電流噪聲增大。

3. 對運放要求提高，因而成本呈線性提高。

4. 對處理Vin的調(diào)理電路要求提高，因而提高成本。

但對Rsample的要求相應(yīng)降低。

關(guān)于如何選擇采樣電阻：

電流源需要采樣電流進行反饋，雖然也有其他方法采樣，但最穩(wěn)定也是最準確的方法仍然是電阻采樣。

普及知識：用于采樣的電阻功率至少大于采樣功率20倍以上，才不致由于發(fā)熱造成明顯的漂移。

繼續(xù)上次，100mA_級的電流是很常用的電流值，但對于電阻采樣而言通常也是比較尷尬的電流值。

A_級的電流通常不要求太高準確度，使用分流器采樣為主，只要功率足夠即可。

mA/10mA_級的電流相對簡單，由于不產(chǎn)生顯著的采樣功率，因此通常的精密金屬膜電阻都可滿足要求。

100mA_級的電流不大不小，用分流器沒有這么大的阻值，用精密金屬膜電阻沒有這么大功率。

 

 

圖2

解決方法：

1. 降低采樣電壓，使用小阻值

2. 降低采樣功率，同功率下，阻值盡量大

看似矛盾，其實很簡單，并聯(lián)多個精密金屬膜電阻。

實例：

100mA，采樣電阻4只12 Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻并聯(lián)，等效電阻3 Ohm，采樣電壓300mV，采樣總功率30mW，每只電阻功率7.5mW。

采用這種方法需要在PCB上多下功夫，一定牢記銅也有電阻，而且銅本身可做溫度傳感器。

通常0.1%的精度不是必要的，但溫度漂移一定要小。然而實際電阻產(chǎn)品的精度和漂移基本是對應(yīng)的，買電阻時除了功率外一定著重詢問。

此外，電阻出廠前經(jīng)過老化最好，無老化的電阻通常便宜一些，但通電后幾天內(nèi)性能多少會有些變化。

本次成本：

12 Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻 4只 單價0.50元，合計2.00元。

注意你的負載之一(電阻)：

如果RL是純電阻，基本可以分為以下2種情況：

1. RL《《Rsample：運放看到的增益約為1，如果運放單位增益不甚穩(wěn)定，例如LF357，電路可能振蕩。

2. 對于某些運放，如LM1875，需要20倍以上增益才可穩(wěn)定，此時要求RL》=10Rsample。

否則，如下圖所示，1/F與Aopen交點斜率差為40dB/DEC，電路將振蕩。

為保證足夠的相位裕量，通常要求兩者交點斜率差最大為20dB/DEC。

 

 

圖3

然而，源是不能挑選負載的，除非超出源的能力，例如電壓源有輸出電流限制，而電流源有輸出電壓限制。

對于第一種情況，通過運放的外部補償即可消除，由于現(xiàn)代運放都具有0dB穩(wěn)定性，因此不作為討論重點。

對于第二種情況，需要在反饋通路引入適當(dāng)?shù)念l率補償，由于通常補償元件并聯(lián)在RL兩端，因此稱為輸出減振器。

對于電阻性負載，輸出減振器即電容，通過在反饋回路中引入零點z，從而達到穩(wěn)定，但將限制反饋系統(tǒng)帶寬。

 

 

圖4

補償后，如下圖所示，1/F與Aopen交點斜率差為20dB/DEC。

 

 

圖5

零點頻率自己計算，很簡單。

零點的選擇根據(jù)運放的Aopen各轉(zhuǎn)折頻率點選擇。為保證各種負載電阻下均達到穩(wěn)定，通常零點選在較低頻率，將犧牲部分頻率響應(yīng)。

雖然第二種情況很少在實際中應(yīng)用，例如1875做的電流源溫度漂移嚴重，但作為頻率補償?shù)姆独勺鳛楹罄m(xù)的準備知識。

本次增加成本：

50V耐壓1uF以下CBB電容 1只 單價1.00元，合計1.00元

合計成本：3.00元

注意你的負載之二(電感)

和化學(xué)、物理方法產(chǎn)生的電能不同，依賴反饋理論的電源都會有先天的恐懼癥。

與電壓源害怕遇到電容性負載類似，電流源遇到電感性負載時也須謹慎處理。

題外話：似乎所有穩(wěn)壓電源都會在輸出有電容，與上面的話沖突。其實穩(wěn)壓電源也做過補償，況且10uF量級的電容以足夠大，普通的電壓源能量無法帶動10uF在特定頻率上以很大的幅度振蕩，但并非不振只是幅度很小，很像紋波。這就是為什么壇里壇外有些diy電源會產(chǎn)生莫名其妙的“紋波”和“噪聲”的原因。

電流源的負載除了電阻和二極管以外，更多的應(yīng)用就是電感，變壓器、螺線管、電磁鐵、空心線圈、亥姆霍茲線圈。。。，其中很多電感性負載能達到H級。即使是小的電感，如果要求電流源響應(yīng)速度很高，也有同樣的問題。壇里有同惠的朋友，大家可向他請教，同惠某系列的電流源專為電感偏流的，同時又有很寬的頻率響應(yīng)范圍。

RL是有直流電阻的電感，暫用(LL+RL)代替，(LL+RL)會使反饋系數(shù)F出現(xiàn)極點pL，對應(yīng)的1/F出現(xiàn)零點，導(dǎo)致振蕩。pL的頻率點各位自己計算。

 

 

圖6

解決的辦法還是補償，只要在反饋系數(shù)F上引入一個零點zL，使1/F對應(yīng)出現(xiàn)一個極點，從而使交點處的1/F曲線斜率為0。

 

 

圖7

還是在輸出減振器上做了文章，但一般不推薦直接用電容，雖然電感內(nèi)阻已經(jīng)是一次阻尼，但仍會導(dǎo)致校正后的1/F曲線在LC諧振頻率附近莫名其妙。通常的方法要給電容也加一點阻尼，串聯(lián)一個小電阻R，1—100 Ohm，視實際應(yīng)用中的頻響曲線和C的取值而定。一般而言，10kHz以下的應(yīng)用C=0.1uF，R=3 Ohm/1W。[!--empirenews.page--]

 

 

圖8

很奇怪為什么用1W的電阻，R里通常不走電流，做過音響功放的應(yīng)該有點體會，這里不再詳述。

本次增加成本：

3 Ohm/1W水泥/碳膜/金屬膜電阻 1只 單價0.20元 合計0.20元

合計成本：3.20元

負載的問題已經(jīng)完成，好像還缺電容沒有討論，給個公式CV=It，考慮考慮看。電流源不太怕電容的。

這兩部分關(guān)于負載的問題，大家好像都不太感覺興趣，與烙鐵太遠了。

其實都是學(xué)校里很少見到的，工程上優(yōu)先考慮的事項。

模電老師自己沒做過東西的，自然不會給講這個，這就是為什么學(xué)校作品通常很難變成產(chǎn)品的原因。

實際的運放：

模型說了這么多，還沒和實際的沾上邊兒，這一部分將考慮實際器件。

通常的運放最高能輸出35mA(我見過的，勿疑)，而且到達最大輸出電流時，運放幾乎進入飽和狀態(tài)，已失去大多數(shù)可圈可點的性能。

當(dāng)然，功率運放可輸出5A以上的電流，但功率運放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有興趣的壇友可查看LM1875的datasheet，其余類推。

由于功率運放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推薦單獨使用。

一般而言，依照運放自身的設(shè)計原則，運放輸出電流應(yīng)盡量控制在1mA以內(nèi)，否則：

1. 加上自身偏置電流，運放可能發(fā)熱，造成輸出漂移。

2. 由于集電極/發(fā)射極串聯(lián)電阻的作用，大電流輸出造成運放輸出級狀態(tài)不佳，主要是VCE過低，IC過大，造成電流增益下降，具體參見任意NPN/PNP datasheet中的輸出特性曲線。

3. 加重中間級負載，造成運放對高頻大信號的響應(yīng)能力下降。

對于大于1mA的電流，應(yīng)該擴流。

 

 

圖9

擴流方法很多，最常見方法如下：

1. 使用現(xiàn)成的單位增益緩沖器：

例如LT1010，最大輸出150mA。

2. 參照運放內(nèi)部電路：

擴流最簡單的辦法是共集電級乙類推挽輸出級，就是NPN和PNP構(gòu)成的射隨器組合，對于20V/100mA而言須選擇10W左右的中功率管。實際是第一種方法的簡化方法。

3. 使用具有電壓增益的功率運放電路擴流：

這是一種豪華的方法，具有相當(dāng)好的動態(tài)性能，很多Agilent高級系統(tǒng)儀器均采用這種方法，當(dāng)然功率運放是分立的。由于擴流電路具有電壓增益，因此對運放的SR要求降低，整體電路的直流性能決定于運放，克服了功率運放的VOS問題。但這種電路調(diào)試比較麻煩，容易振蕩，需要設(shè)計者經(jīng)驗豐富。

顯見，考慮性價比，如果只考慮將電流源作為穩(wěn)定驅(qū)動，而不考慮動態(tài)性能(例如脈沖電流源)，第2種方法是相當(dāng)好的選擇。

一定有人推薦，最好使用甲乙類輸出以避免交越失真，也可，但對直流源實無必要。

 

 

圖10

上述電路都可工作于I、II、III、IV象限。針對一般的用途，事實上需要四象限均可工作的電流源的場合非常少，通常只需I象限工作即可(Io》0、Vo》0)，如果不考慮動態(tài)性能，可將推挽輸出級PNP一側(cè)去掉，簡化為單臂輸出。

這次的簡化犧牲了輸出電流下降沿性能，但對于直流穩(wěn)定源無大礙。

壇友可參考Agilent 36xx系列用戶手冊，下降沿和上升沿響應(yīng)速率的巨大差異。36xx均為單臂電源。

 

 

圖11

圖中運放使用了雙電源。運放可單電源也可雙電源工作，推薦使用雙電源，原因如下：

1. Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是運放的基本公式，通常認為Aopen無窮大，但實際運放最高不過140dB(icl7650)，有的運放甚至只有幾千(TL061)。

變換公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定記住，其中所有的電壓都是以雙電源中點為參考地。而(Vin+-Vin-)就是運放誤差。

單電源工作時，Vo=1/2Vcc時才能達到誤差最小，雙電源工作時Vo=1/2(Vcc-Vee)=0時誤差最低，相對而言，后者更好把握，此問題在后面有實際應(yīng)用方法解決。

2. 即使軌到軌運放也無法達到輸入/輸出絕對到軌，因此需要輸入/輸出為0時會出一些令人煩惱的問題，使用雙電源可避免這些問題，從而集中精力考慮重點。

還存在的一些問題：

電路基本成型了，還有什么問題?

一般而言，設(shè)計到這個地步，設(shè)計工作可到一段落。然而仔細分析，仍有不甚完美之處。

普及知識：電流源和電壓源都是互補對應(yīng)的。首先看看電壓源：

1. 對電容性負載敏感，對電感比較無所謂。

2. 有最大電流限制，短路時輸出電流受電壓源的電源的電流能力限制。

3. 負載并聯(lián)在輸出端和地之間。

對應(yīng)于電流源：

1. 對電感性負載敏感，對電容比較無所謂

2. 有最大電壓限制，開路時輸出電壓受電流源的電源的電壓能力限制。

3. 。。。

第3點是個問題，已經(jīng)得到的電流源的負載接在輸出端和采樣電阻之間，而且參與反饋，因而造成如下問題。

1. 負載調(diào)節(jié)率

試想負載的變化范圍由0—100 Ohm，運放輸出端電壓需要在1到10V之間變化，根據(jù)前面運放誤差分析，10V與1V對應(yīng)的(Vin+-Vin-)相差10倍。如果運放為TL061(Aopen=6000)，輸入誤差在1V/6000—10V/6000之間變化，即0.16mV—1.6mV，對應(yīng)Vsample=300mV的情況，電流誤差為0.05%—0.5%，因此0—100 Ohm范圍內(nèi)的負載調(diào)整率為0.45%，很可觀。通常的商品電源負載調(diào)整率不會超過0.01%。

當(dāng)然換好一點的運放，例如OP07(增益1000000)，會好的多，負載調(diào)整率為0.003%?；究梢院雎?。

然而，如果可以用好一些，就盡量用好一些。即使是便宜的OP07，也盡量發(fā)揮出它應(yīng)有的指標。

為何要一味追求負載調(diào)整率，其實負載調(diào)整率對應(yīng)的就是電流源的并聯(lián)內(nèi)阻，負載調(diào)整率越小，并聯(lián)內(nèi)阻越高，其分流越小，電流源性能越好。

對應(yīng)于電壓源，負載調(diào)整率對應(yīng)的是電壓源的串聯(lián)內(nèi)阻，負載調(diào)整率越小，串聯(lián)內(nèi)阻越小，其分壓越小，電壓源性能越好。

2. 輸出電壓無法達到20V

老實話，為什么命題選擇20V，就是要在這里說明問題。大多數(shù)的運放雙電源時推薦最大電源電壓為+/-15V，當(dāng)然也有OP07(極限+/-22V)家族可以到達+/-20V。

即使使用OP07，在+/-20V下工作，輸出最高電壓不過+/-18V，因此NPN的E，即電流源輸出端的最高電壓為17.4V，算上Vsample=300mV，電流源能達到的輸出電壓為17.1V。況且中功率NPN的電流增益不過幾十，因此一定會使用達林頓組態(tài)，減小運放負載，又會去掉0.6V，最高輸出電壓壓縮到16.5V。

當(dāng)然，會有建議采用非對稱雙電源，例如+30V -5V，可使輸出電壓達到20V以上。

如果不得已，這樣的配置是可用的。然而基于以下的原因：

(1)如果Vin+端電壓很接近0V，運放輸入級晶體管會工作在不太舒服的狀態(tài)，VCE過小，導(dǎo)致電流增益下降，造成運放Aopen下降和輸入偏流增大。

(2)Aopen下降也會造成負載調(diào)節(jié)率指標下降。

一般不推薦相差懸殊的非對稱雙電源應(yīng)用。單電源是非對稱雙電源的極端，因此與雙電源相比性能會打很大折扣。這就是為什么早期的運放均不推薦單電源的原因。但手持設(shè)備的出現(xiàn)對單電源應(yīng)用有巨大促進作用，現(xiàn)代單電源運放作過很大改進，例如軌到軌，但價格也高得多，在不損失其他性能的前提下，價格通常是普通運放的幾倍。

對于上述問題，這個電流源的架構(gòu)無法確切的完全的解決，必須改變架構(gòu)。

利用三極管的鏡像原理(IB約等于0，IC=IE)，可將負載請出反饋回路，移到電源和C之間，也就達到了與電壓源的對應(yīng)：“負載串聯(lián)在輸出端和電源之間”。

 

 

圖12