在一些情況下，全差分電壓反饋型放大器的穩(wěn)定性似乎受反饋電阻值很大影響—RF/RG比始終正確，這到底是因為什么呢?

信號需要增益時，放大器是首選組件。對于電壓反饋型和全差分放大器，反饋和增益電阻之比RF/RG決定增益。一定比率設定后，下一步是選擇RF或RG的值。RF的選擇可能影響放大器的穩(wěn)定性。

放大器的內部輸入電容可在數(shù)據(jù)手冊規(guī)格表中找到，其與RF交互以形成傳遞函數(shù)的中的一個極點。如果RF極大，此極點將影響穩(wěn)定性。如果極點發(fā)生的頻率遠高于交越頻率，則不會影響穩(wěn)定性。不過，如果通過f = 1/(2πRFCin,amp)確定的極點位置出現(xiàn)在交越頻率附近，相位裕量將減小，可能導致不穩(wěn)定。

圖1的示例顯示小信號閉環(huán)增益與ADA4807-1電壓反饋型放大器頻率響應的實驗室結果，采用同相增益為2的配置，反饋電阻為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。數(shù)據(jù)手冊建議RF值為499 Ω。

小信號頻率響應中的峰化程度表示不穩(wěn)定性。RF從499 Ω增加至1 kΩ可稍微增加峰化。這意味著RF為1 kΩ的放大器具有充足的相位裕量，且較穩(wěn)定。RF為10 kΩ時則不同。高等級的峰化意味著不穩(wěn)定性(振蕩)，因此不建議。

圖1. 使用不同反饋電阻的實驗室結果。VS = ±5 V，VOUT = 40 mV p-p，RLOAD = 1 kΩ，RF值為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。

圖2. 使用ADA4807 SPICE模型的模擬結果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 kΩ，RF值為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。

圖3. 使用ADA4807 SPICE模型的脈沖響應模擬結果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 kΩ，RF值為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ

圖4. 3.3 pF反饋電容CF的脈沖響應模擬結果。VS = ±5 V，G = 2，RF = 10 kΩ且RLOAD = 1 kΩ

在實驗室中驗證電路不是檢驗潛在不穩(wěn)定性的強制步驟。圖3顯示使用SPICE模型的模擬結果，采用相同的RF值499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。結果與圖1一致。圖3顯示了時域內的不穩(wěn)定性。通過在RF兩端放置反饋電容給傳遞函數(shù)添加零點，可以去除圖4所示的不穩(wěn)定性。

RF的選擇存在權衡，即功耗、帶寬和穩(wěn)定性。如果功耗很重要，且數(shù)據(jù)手冊建議反饋值無法使用，或需要更高的RF值，可選擇與RF并聯(lián)放置反饋電容。此選擇產生較低的帶寬。

為電壓反饋型和全差分放大器選擇RF時，需要考慮系統(tǒng)要求。如果速度不重要，反饋電容有助于穩(wěn)定較大的RF值。如果速度很重要，建議使用數(shù)據(jù)手冊中推薦的RF值。

忽略RF與穩(wěn)定性、帶寬和功率的關系可能妨礙系統(tǒng)，甚至阻礙系統(tǒng)實現(xiàn)完整性能。