本文提出了一種輸入級(jí)由最小電流選擇技術(shù)來穩(wěn)定跨導(dǎo)、輸出級(jí)采用浮動(dòng)電流源控制的前饋AB類CMOS運(yùn)算放大器。

1 輸入級(jí)的設(shè)計(jì)

1.1 軌對(duì)軌運(yùn)放輸入級(jí)電路分析

通常運(yùn)放輸入級(jí)采用差分輸入模式。在CMOS工藝中，差分放大器可通過PMOS或NMOS差分對(duì)來實(shí)現(xiàn)。但是，通常的差分對(duì)不能夠滿足軌對(duì)軌共模輸入的要求，因此，實(shí)際中常采用的方法是使用NMOS和PMOS互補(bǔ)差分對(duì)。簡(jiǎn)單的軌對(duì)軌輸入級(jí)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

電路工作范圍可分為3個(gè)區(qū)域：

(1)當(dāng)VCM接近VSS時(shí)，NMOS差分對(duì)截止，PMOS差分對(duì)處于工作狀態(tài)，gm=gmP;

(2)當(dāng)VCM接近VDD時(shí)，PMOS差分對(duì)截止，NMOS差分對(duì)處于工作狀態(tài)，gm=gmN;

(3)當(dāng)VCM處于中間值時(shí)，兩差分對(duì)均同時(shí)工作，gm=gmP+gmN。

但此結(jié)構(gòu)存在一個(gè)重要問題，即在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)，輸入電路的總跨導(dǎo)不恒定，變化達(dá)到2倍，如圖2所示?？鐚?dǎo)的變化會(huì)引起信號(hào)的失真并給環(huán)路的增益以及運(yùn)放的頻率補(bǔ)償帶來很大的影響。因此要求輸入級(jí)的跨導(dǎo)在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)保持恒定。

目前跨導(dǎo)恒定的方法有4種：

(1)利用3倍電流鏡偏置回路保持尾電流平方根之和恒定來獲取恒定的跨導(dǎo);這種方法缺點(diǎn)是過分依賴于理想的平方律模型，在MOS管工作在強(qiáng)反型層和弱反型層時(shí)不能通用。

(2)利用齊納二極管使得P、N差分輸入對(duì)的柵源電壓之和為常數(shù);這種技術(shù)的缺陷是二極管連接的MOS性能是其兩端電壓的函數(shù)，因此gm共模輸入范圍內(nèi)仍然有一些變化。

(3)使用電平移位使PMOS跨導(dǎo)曲線左移或NMOS跨導(dǎo)曲線右移;這種方法最大的缺陷是需要調(diào)整，因?yàn)槠湫阅茈S工藝、溫度變化、最佳的直流電平的改變而改變。

(4)最大/最小電流選擇法在電路工作時(shí)只選擇其中一對(duì)電流較大的差分對(duì)作為輸出。雖電路的設(shè)計(jì)比較復(fù)雜，但它的輸出電流連續(xù)，不依賴于平方律模型，跨導(dǎo)穩(wěn)定性好，MOS管可工作于所有區(qū)域。本文就是采用最小電流選擇的方法設(shè)計(jì)了運(yùn)放的輸入級(jí)。

1.2 最小電流選擇軌對(duì)軌輸入級(jí)

圖3為用最小電流選擇技術(shù)實(shí)現(xiàn)的輸入級(jí)示意圖，若I1=I2=I3=I4=Itail=I，那么選擇(

中最小的一組電流也就是選擇(IN1，IP2)(IN2，IP1)中較大的兩路電流值。

具體的最小電流選擇電路如圖4所示。M1，M2，M3構(gòu)成2個(gè)比例為1：1的電流鏡，同樣M4，M5和M6，M7分別為比例為1：1的電流鏡。

當(dāng)Iin1

若輸入級(jí)差分對(duì)管選取合適的尺寸，使其在飽和狀態(tài)時(shí)有：gmN=gmP=gmT。假設(shè)VIN+>VIN-，結(jié)合圖5輸出級(jí)的共源共柵電路，可得：

由公式(3)可以看出最小電流選擇技術(shù)穩(wěn)定了運(yùn)放輸入級(jí)的跨導(dǎo)。

2 浮動(dòng)電流源控制的前饋AB類輸出級(jí)

運(yùn)放輸出級(jí)的作用是在可接受的信號(hào)失真限度內(nèi)將輸入級(jí)的信號(hào)有效地傳遞給負(fù)載，同時(shí)為保證運(yùn)放有較好的頻率特性，進(jìn)行必要的頻率補(bǔ)償。最小電流選擇電路通常與折疊式共源共柵放大器結(jié)合使用，在獲得較大增益的同時(shí)也可滿足低電壓的要求。依據(jù)上述要求，將折疊共源共柵作為有源負(fù)載與AB類前饋式輸出級(jí)相結(jié)合，組成浮動(dòng)電流源控制的無截止前饋AB類輸出。在保證較小動(dòng)態(tài)失真的前提下實(shí)現(xiàn)信號(hào)的滿幅輸出。

輸出級(jí)的電路原理圖如圖5所示。M43，M44為2個(gè)共源級(jí)放大輸出管，M33，M43，M39，M40和M41，M42，M34，M44形成2個(gè)跨導(dǎo)線性回路，Ibias1=Ibias2=Io。依據(jù)基爾霍夫電壓定律有：

設(shè)置(W/L)43/(W/L)39=(W/L)44/(W/L)42，這樣輸出級(jí)靜態(tài)電流保持不變，靜態(tài)工作點(diǎn)不受輸入共模電壓變化的影響。此外M33、M34還保證了M43、M44的柵極之間有一個(gè)穩(wěn)定的電壓，使它們均偏置在飽和區(qū)，當(dāng)輸入電流流入AB類輸出級(jí)時(shí)，M33電流增加量等于M34的電流減小量，輸出管M43、M44的柵級(jí)電壓升高，輸出級(jí)電路從電路輸出點(diǎn)抽取電流，直到流過M33的電流為IM30。浮動(dòng)電流源和AB類控制浮動(dòng)電流源電路具有相同的結(jié)構(gòu)和尺寸，浮動(dòng)電流源補(bǔ)償了AB類控制電路對(duì)電源電壓的依賴性，減小了電源電壓變化對(duì)輸出級(jí)靜態(tài)電流的影響。C1、C2為密勒補(bǔ)償電容，對(duì)電路進(jìn)行頻率補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定。

3 整體電路與仿真結(jié)果分析

運(yùn)算放大器的整體電路如圖6所示。在0.6μmBiC-MOS工藝下，用HSpice軟件對(duì)該運(yùn)算放大器進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真時(shí)在3 V單電源供電的全典型狀態(tài)下進(jìn)行。

圖7為輸入級(jí)跨導(dǎo)的仿真結(jié)果，由圖可見，在0～3 V的共模輸入電壓變化范圍內(nèi)，整個(gè)輸入級(jí)跨導(dǎo)最大變化為3.3%，小于文獻(xiàn)中的7%和6%。

圖8為運(yùn)放的幅頻和相頻特性曲線，負(fù)載電阻為10 kΩ、電容為10 pF。直流開環(huán)增益為93 dB，相位裕量為66°。

圖9、圖10分別為共模輸入范圍曲線和輸出電壓擺幅曲線，從圖中可以看出運(yùn)放的輸入輸出均達(dá)到軌對(duì)軌的要求。運(yùn)放的其他仿真參數(shù)如表1所示。

4 結(jié)語(yǔ)

本文沒計(jì)了一種軌對(duì)軌運(yùn)算放大器。針對(duì)軌對(duì)軌輸入級(jí)中跨導(dǎo)不恒定和簡(jiǎn)單的AB類輸出性能較差這兩個(gè)問題，選擇采用最小電流選擇電路來穩(wěn)定輸入級(jí)的跨導(dǎo)，使用浮動(dòng)電流源控制的無截止前饋AB類輸出級(jí)減小輸出端的動(dòng)態(tài)失真和對(duì)電源電壓的依賴性，實(shí)現(xiàn)運(yùn)放的滿幅輸出，仿真結(jié)果表明，該運(yùn)放輸入級(jí)的跨導(dǎo)在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)僅變化了3.3%，運(yùn)放各個(gè)指標(biāo)性能良好，適合于低壓低功耗的系統(tǒng)。