引言

　　近年來提出了一種新的高頻輸配電系統(tǒng)HFPDS(Highfrequencypowerdistributionsystem)，與傳統(tǒng)的直流配電系統(tǒng)不同的是，HFPDS采用高頻交流配電系統(tǒng)。它具有以下優(yōu)點：(1)系統(tǒng)簡單；(2)效率高；(3)可靠性高；(4)成本低。由于輸出頻率比較高，無法采用SPWM等控制方法，所以目前的高頻輸出逆變器多為方波或準方波輸出，然后通過諧振濾波網(wǎng)絡(luò)得到高頻正弦波。本文分析了變換器的工作原理，軟開關(guān)實現(xiàn)條件和諧振濾波電路的設(shè)計。

　　圖1高頻輸出不對稱半橋逆變器

　　圖2不對稱半橋逆變器的關(guān)鍵波形

　　圖1為高頻輸出不對稱半橋逆變器拓撲，由不對稱半橋變換器、四階諧振濾波網(wǎng)絡(luò)和高頻變壓器構(gòu)成。圖2為高頻輸出不對稱半橋逆變器的關(guān)鍵波形。不對稱半橋逆變器在一個開關(guān)周期中可以分成6個不同的工作時段。當不對稱半橋逆變器帶阻性負載時，諧振濾波器設(shè)計為感性，使輸出電壓超前串聯(lián)諧振支路的電流，實現(xiàn)所有開關(guān)管軟開關(guān)。為了分析方便，在不影響分析結(jié)果的前提下，做如下假設(shè)：①所有開關(guān)管、電感、電容、變壓器均為理想器件；②諧振濾波器濾波能力足夠，輸出電壓的頻率與開關(guān)管頻率相同。各開關(guān)狀態(tài)的工作情況描述如下：

　　(1)工作模態(tài)1[t0---t1]

　　t0時刻，開關(guān)管Q2關(guān)斷。因為負電流is的存在，C1放電，C2充電，一旦C1端的電壓為零時，負諧振電流is使得D1導通。在死區(qū)時間內(nèi)必須有足夠的能量將C1中能量抽走。

　　(2)工作模態(tài)2[t1---t2]

　　在t1時刻開通Q1，則開關(guān)管Q1為零電壓開通。此時D1和Q1同時導通。

　　(3)工作模態(tài)3[t2---t3]

　　到t2時刻，電流為零。此時以后輸入電壓加在諧振濾波器的輸入端，使電流is正向流動，給負載供電。

　　(4)工作模態(tài)4[t3---t4]

　　在t3時刻，開關(guān)管Q1關(guān)斷，因為寄生電容的存在，開關(guān)管Q1相當于軟關(guān)斷。由于電流為正，此時C1充電，C2放電。一旦C2端的電壓為零時，正諧振電流is使得D2導通。此段時間內(nèi)亦必須有足夠的能量抽走C2中的能量。

　　(5)工作模態(tài)5[t4---t5]

　　t4時刻，開通Q2，則開關(guān)管Q2為零電壓開通。此時D2和Q2同時導通。

　　(6)工作模態(tài)6[t5---t6]

　　到t5時刻，電流為零。此時以后諧振濾波器開始釋放能量，使電流is負向流動，給負載供電。

　　軟開關(guān)實現(xiàn)條件

　　不對稱半橋逆變器在死區(qū)時間內(nèi)要有足夠的能量來抽走將要開通的開關(guān)管結(jié)電容或者外并電容上的電荷，并給另一個剛剛關(guān)斷的開關(guān)管結(jié)電容或者外并電容充電，則諧振濾波器必須設(shè)計為感性，即輸出電壓超前于串聯(lián)諧振支路的電流。這是實現(xiàn)功率開關(guān)管ZVS的必要條件。如果不滿足式(1)，那么就無法實現(xiàn)ZVS。開關(guān)管Q1和Q2之間的死區(qū)時間必須足夠長，才能使開關(guān)管結(jié)電容或者外并電容完全進行充放電。

(1)

　　式中，Lr為諧振濾波器的等效電感，I1為死區(qū)時間內(nèi)的平均電流，Ci()為開關(guān)管的結(jié)電容或者外接電容。

　　諧振式濾波器分析

　　不對稱半橋變換器的輸出端vs(t)為準半方波，而輸出電壓波形THD要小于2%，則必須只有采用4階和高于4階的諧振式濾波器才能濾出THD小于2%的正弦波，同時為了減小濾波器體積，選擇4階諧振式濾波器。諧振式濾波器的作用有：(1)將輸出的準方波進行濾波，隔離直流分量，減小輸出電壓的諧波含量，使波形接近正弦波；(2)在阻性負載的情況下，使得輸出電壓超前于串聯(lián)諧振支路的電流，從而實現(xiàn)全橋開關(guān)管的ZVS。設(shè)計諧振式濾波器的Ls、Cs的諧振頻率等于開關(guān)頻率，Lp、Cp的諧振頻率高于開關(guān)頻率。為了分析方便，將Lp分解為Lp1和Lp2，其中Ls和Cs在開關(guān)頻率處串聯(lián)諧振，Lp1和Cp在開關(guān)頻率處并聯(lián)諧振，等效電路圖如圖3所示。

　　圖3串并聯(lián)諧振式濾波器等效電路圖

　　不對稱半橋變換器的輸出端vs(t)經(jīng)傅立葉分解得到(2)式。

　　(2)

　　其中

　　Vin為直流母線電壓，D為開關(guān)管Q1的占空比，為基波角頻率。

　　不對稱半橋變換器的輸出端vs(t)經(jīng)諧振濾波器濾波后得基波電壓，即輸出電壓的有效值為：

　(3)

　　輸出電壓與輸入電壓之比和開關(guān)管Q1的占空比D的關(guān)系如圖所示。

　　圖4輸出電壓與輸入電壓之比和D的關(guān)系

　　相對于基波來說，諧振濾波器為感性。按傳統(tǒng)的串并聯(lián)諧振濾波器設(shè)計在基波頻率下完全諧振的Ls、Cs和Lp1、Cp；再通過軟開關(guān)實現(xiàn)條件設(shè)計電感Lp2。

　　仿真結(jié)果

　　為了驗證本方案的可行性，對此逆變器進行了仿真驗證。仿真數(shù)據(jù)如下：輸入電壓Vin=510V，輸出電壓Vo=500V，輸出電壓頻率為118kHz、Ls=88μH、Cs=20nF、Ls=20μH、Cp=70nF、開關(guān)頻率fs=118kHz、變壓器初次級變比

　　圖5輸出電壓vo、濾波器串聯(lián)支路的電流is波形

　　圖6的驅(qū)動電壓波形vGS和vDS波形

　　圖7的驅(qū)動電壓波形vGS和vDS波形

　　圖8輸出電壓THD分布圖

　　圖5為阻性負載下的輸出電壓vo和諧振濾波器串聯(lián)支路的電流is波形。圖6為阻性負載情況下的Q1的驅(qū)動電壓波形vGS及其DS端的電壓vDS波形，在驅(qū)動電壓vGS變?yōu)檎龝r，MOS管的vDS已經(jīng)為零，此時開關(guān)管的開通是零電壓開通。而當開關(guān)管關(guān)斷時，其結(jié)電容限制了vDS的上升速率，因此開關(guān)管近似零電壓關(guān)斷，由此說明了開關(guān)管實現(xiàn)了ZVS。圖7為阻性負載情況下的Q2的驅(qū)動電壓波形vGS及其DS端的電壓vDS波形。

　　結(jié)論

　　本文研究了不對稱半橋軟開關(guān)高頻輸出逆變器，詳細分析了不對稱半橋逆變器的工作原理，軟開關(guān)實現(xiàn)條件和諧振濾波器的設(shè)計。實驗表明，此方案能夠輸出THD小于3%的高頻交流正弦波，在典型負載為阻性時，從空載到滿載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，效率高，適用于小中功率高頻交流電輸出場合。