摘要：針對(duì)光伏并網(wǎng)的要求，采用同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的PI解耦控制和電網(wǎng)電壓前饋的復(fù)合控制策略，以及固定載波頻率的空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)來驅(qū)動(dòng)逆變器，并搭建了基于TMS320F2812的三相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?。?shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該系統(tǒng)具有良好的動(dòng)靜態(tài)性能，并網(wǎng)電流正弦度高，并始終能跟隨電網(wǎng)電壓的相位和頻率，達(dá)到光伏并網(wǎng)的要求。
關(guān)鍵詞：光伏并網(wǎng)；直接電流控制；前饋解耦

1 引 言
隨著全球化石燃料的日益枯竭，大力發(fā)展可再生資源成為當(dāng)務(wù)之急。太陽能發(fā)電作為其中一個(gè)熱點(diǎn)，得到了大力支持和發(fā)展。而太陽能發(fā)電只有進(jìn)入電力系統(tǒng)大規(guī)模應(yīng)用，才能真正對(duì)緩解能源緊張和抑制環(huán)境污染起到積極作用，因此光伏并網(wǎng)發(fā)電的迅猛發(fā)展是必然的。光伏并網(wǎng)需滿足一定的技術(shù)要求，輸出交流量應(yīng)與電網(wǎng)電壓同頻同相，并滿足功率因數(shù)為1，為此，系統(tǒng)需采用有效的控制策略。這里采用基于前饋解耦SVPWM的電流控制策略，該方法動(dòng)靜態(tài)性能良好，并可以消除電網(wǎng)電壓對(duì)并網(wǎng)電流的擾動(dòng)。

2 光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)
圖1為三相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)主電路，采用三相VSI拓?fù)?。ua，ub，uc為逆變器交流側(cè)輸出電壓；ia，ib，ic為逆變器并網(wǎng)輸出電流；ea，eb，ec為電網(wǎng)電壓；L為輸出濾波電感；R為輸出等效電阻。

三相逆變器在三相對(duì)稱時(shí)，可簡(jiǎn)化為圖2a所示等效電路，eg為交流電源電壓，L為功率電感，R為電網(wǎng)電勢(shì)內(nèi)阻和功率電感電阻之和，us為直流側(cè)電壓經(jīng)過逆變后的等效電壓。圖2b為電壓電流矢量圖。

根據(jù)基爾霍夫定律，忽略輸出端電阻的影響，交流側(cè)三相電感電流的回路方程即逆變器的數(shù)學(xué)模型為：
Ldik／dt=uk-ek，k=a，b，c (1)

3 并網(wǎng)控制策略
由圖2b可知，要完成對(duì)交流側(cè)電流、功率因數(shù)的控制，關(guān)鍵是對(duì)is的控制。對(duì)is的控制存在間接電流控制和直接電流控制兩種，此處采用直接電流控制方式。根據(jù)直接電流控制的概念，對(duì)于并網(wǎng)型逆變器而言，為了獲得與電網(wǎng)電壓同步的給定正弦電流波形，通常用電網(wǎng)電壓信號(hào)乘以電流有功給定，產(chǎn)生正弦參考電流波形，然后使其輸出電流跟蹤此指令電流，具有控制電路相對(duì)簡(jiǎn)單、對(duì)系統(tǒng)參數(shù)的依賴性低、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)。直接電流控制方法主要包括滯環(huán)控制、無差拍控制和結(jié)合PI控制的三角波控制等。其中PI控制是一種線性的控制方式，開關(guān)頻率固定，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性和較強(qiáng)的魯棒性，因此得到了廣泛應(yīng)用。
由式(1)可知，直接對(duì)ia，ib，ic進(jìn)行PI控制會(huì)產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)誤差，無法做到無靜差跟蹤，不利于系統(tǒng)的控制設(shè)計(jì)。因此根據(jù)三相并網(wǎng)逆變器輸出電流在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下能變換成近似直流量的特點(diǎn)，將三相對(duì)稱a，b，c靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成為電網(wǎng)頻率同步旋轉(zhuǎn)的d，q坐標(biāo)系，得到三相交流側(cè)電流在d，q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

由上式可知，d，q軸電流受交流側(cè)電壓矢量ud，uq的控制，同時(shí)也受耦合電壓ωLid，ωLiq的擾動(dòng)及電網(wǎng)電壓ed，eq的影響，d，q軸變量互相耦合，給控制策略的設(shè)計(jì)造成了困難。因此，在控制輸出電流id和iq時(shí)，需對(duì)它們實(shí)施前饋解耦控制，使得d，q軸相互獨(dú)立控制?；诖耍尤腚娏髑梆伩刂骗h(huán)節(jié)，經(jīng)過電流PI調(diào)節(jié)后的參考控制電壓可以按式(3)進(jìn)行設(shè)計(jì)：

式中：Kdp，Kqp，kdi，Kqi為d，q軸電流調(diào)節(jié)器比例、積分系數(shù)。

控制框圖如圖3所示，利用Clark變換和Park變換將逆變器輸出的三相電流信號(hào)ia，ib，ic轉(zhuǎn)換為與電網(wǎng)電壓矢量同步旋轉(zhuǎn)的d，q軸坐標(biāo)系下的近似直流電流信號(hào)id，iq。然后對(duì)id，iq分別進(jìn)行控制，即將指令電流與id，iq進(jìn)行比較得出差值，然后分別進(jìn)行PI控制。經(jīng)過PI控制和前饋解耦后，便可得到d，q坐標(biāo)系下的逆變器輸入端電壓的指令電壓值，作為SVPWM的指令電壓信號(hào)，產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制IGBT的開關(guān)，達(dá)到控制的目的。

4 三相脈寬調(diào)制
與常規(guī)的SPWM控制相比，SVPWM控制將電壓利用率提高了15．47％，利用d，q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)中電流調(diào)節(jié)器輸出的空間電壓矢量指令，通過SVPWM使VSI的空間電壓矢量跟蹤電壓矢量指令，從而達(dá)到電流的快速響應(yīng)。三相VSI空間電壓矢量共有8條，除2個(gè)零矢量外，其余6個(gè)非零矢量對(duì)稱均勻分布在復(fù)平面上。對(duì)于任一給定的空間電壓矢量U*，均可由8個(gè)三相空間電壓矢量合成。圖4為SVPWM矢量圖，6個(gè)模為2U*／3的
的空間電壓矢量將復(fù)平面均分成6個(gè)扇區(qū)，對(duì)于任一扇區(qū)中的U*均可由該扇區(qū)兩邊的空間電壓矢量來合成。

SVPWM開關(guān)圖如圖5所示。uVSap，uVSbp，uVScp分別為三相整流器上管的開關(guān)波形。為了降低開關(guān)損耗，選擇零矢量U0或U7插入，從而使開關(guān)狀態(tài)變化盡可能少。

5 系統(tǒng)設(shè)計(jì)
主電路部分包括三相電感、IGBT整流橋、直流電容，直流電壓源采用蓄電池代替，交流側(cè)通過變壓器與電網(wǎng)相連。IGBT橋采用3個(gè)600V ／600 AIPM，能夠?qū)崿F(xiàn)過流、過壓、過溫保護(hù)。電流傳感器檢測(cè)a相和b相電流，電壓傳感器檢測(cè)輸入線電壓uab。系統(tǒng)的采樣頻率與開關(guān)頻率均為10 kHz，PWM波形調(diào)制方式采用SVPWM。系統(tǒng)使用硬件并網(wǎng)技術(shù)，用過零比較電路檢測(cè)電網(wǎng)電勢(shì)過零點(diǎn)。
交流側(cè)電感的取值對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)、電流調(diào)整速度以及電流諧波幅值都有影響。電抗器電感的取值不能太小也不能太大。如果太小，并網(wǎng)電流諧波含量增大，系統(tǒng)穩(wěn)定性差，無法滿足并網(wǎng)要求。雖然電感越大對(duì)電流的諧波濾除效果會(huì)越好，系統(tǒng)的穩(wěn)定性也會(huì)更好，但電感值越大其價(jià)格越昂貴，體積也越大，損耗隨之變大，同時(shí)電流跟蹤速度會(huì)下降，導(dǎo)致動(dòng)態(tài)性能下降。因此電感的選擇需要同時(shí)考慮對(duì)諧波的抑制作用以及系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能兩方面的因素。
為滿足諧波抑制，電感取值應(yīng)滿足：L≥(2Udc-3Em)EmTs／(2Udc△Imax)。為滿足電流過零時(shí)的快速跟蹤，電感取值應(yīng)滿足：L≤2Udc／(3Imω)，綜合考慮，選取L=7 mH。
直流側(cè)電容在整個(gè)逆變器輸入端起著很重要的作用，它一方面穩(wěn)定直流側(cè)輸入電壓，起著蓄能的作用，同時(shí)可以濾除開關(guān)器件產(chǎn)生的直流電壓諧波。在系統(tǒng)進(jìn)行直流側(cè)電壓控制時(shí)，電容起著電壓調(diào)節(jié)作用，保證電壓在額定的波動(dòng)范圍內(nèi)。對(duì)于直流側(cè)電壓波動(dòng)限制而言，要求電壓脈動(dòng)在3％以內(nèi)，即要滿足：△Ud≤0．03Ud。假設(shè)系統(tǒng)的輸出額定電流為Iz，則直流電容的電壓電流關(guān)系可表示為：，那么C≥Iz／(0．021 2Udf)，綜合考慮，選取C=1 500μF。

DSP選用TMS320F28 12，D／A采用MAX502芯片?？刂瞥绦虿捎肅語言編寫，其程序流程圖如圖6所示。程序中有1個(gè)T1定時(shí)中斷。在系統(tǒng)初始化后，主程序循環(huán)等待T1定時(shí)中斷。每經(jīng)過100μs，主程序進(jìn)入T1中斷服務(wù)程序。

6 并網(wǎng)逆變實(shí)驗(yàn)
圖7a為硬件過零檢測(cè)波形，其中線電壓uab和uab的霍爾采樣電壓uabs以及過零比較波形uozc三者過零點(diǎn)一致。圖7b為同步波形，uab與相電壓ua的空間電勢(shì)角兩者頻率一致相差30°。圖7c為逆變波形，直流側(cè)電壓約為96 V。直流側(cè)電壓增大到140 V，輸出波形如圖7d所示?？梢?，并網(wǎng)逆變運(yùn)行時(shí)，電流正弦度很高且達(dá)到了高功率因數(shù)。

7 結(jié)論
針對(duì)光伏并網(wǎng)的要求，使用三相VSI作為光伏并網(wǎng)系統(tǒng)核心拓?fù)?，并采用基于前饋解耦PI控制的SVPWM控制策略。通過實(shí)驗(yàn)和數(shù)據(jù)可知，該控制策略可滿足光伏并網(wǎng)的要求，電流正弦度高，且功率因數(shù)近似為1。該控制策略是在電網(wǎng)三相平衡的條件下實(shí)現(xiàn)的，當(dāng)電網(wǎng)三相不平衡時(shí)，有必要深入研究電網(wǎng)不平衡狀態(tài)下的控制策略。