序言

最近幾年隨著多Gbps傳輸?shù)钠占?，?shù)字通信標準的比特率也在迅速提升。例如， USB 3.0的比特率達到 5 Gbps。比特率的提高使得在傳統(tǒng)數(shù)字系統(tǒng)中不曾見過的問題顯現(xiàn)了出來。諸如反射和損耗的問題會造成數(shù)字信號失真，導致出現(xiàn)誤碼。另外由于保證器件正確工作的可接受時間裕量不斷減少，信號路徑上的時序偏差問題變得非常重要。雜散電容所產(chǎn)生的輻射電磁波和耦合會導致串擾，使器件工作出現(xiàn)錯誤。隨著電路越來越小、越來越緊密，這一問題也就越來越明顯。更糟糕的是，電源電壓的降低將會導致信噪比降低，使器件的工作更容易受到噪聲的影響。盡管這些問題增加了數(shù)字電路設計的難度，但是設計人員在縮短開發(fā)時間上受到的壓力絲毫沒有減輕。

隨著比特率的提高，盡管無法避免上述問題，但是使用高精度的測量儀器可以對此類問題進行檢測和表征。以下是使用儀器處理這些問題時必須要遵守的測量要求:

a.在更寬的頻率范圍都要有很大的測量動態(tài)范圍

實現(xiàn)高動態(tài)范圍的一種方法是降低噪聲。如果儀器噪聲達到最低水平，就可以把很小的信號(例如串擾信號)測量出來。精確地測量高頻元器件也很關(guān)鍵，因為它們是導致信號完整性問題的最常見原因。

b.激勵信號要能精確地同步起來

在測量多條微帶線之間信號的時序偏差時，精確同步的激勵信號更能保證精確的測量結(jié)果。

c.快速進行測量并刷新儀表屏幕上顯示的測量結(jié)果

能夠快速進行測量并刷新所顯示的測量結(jié)果可以使產(chǎn)品的設計效率更高并提高生產(chǎn)吞吐量。

傳統(tǒng)上，基于采樣示波器的時域反射計 (TDR)一直用于電纜和印刷電路板的測試。由于這種示波器的噪聲相對較大，同時實現(xiàn)高動態(tài)范圍和快速測量具有一定難度，雖然通過取平均法可以降低噪聲，但是這會影響測量速度。示波器上用于測量時序偏差的多個信號源之間的抖動，也會導致測量誤差。此外，給 TDR示波器設計靜電放電(ESD)保護電路非常困難，因此 TDR示波器容易被 ESD損壞。

這些問題只憑 TDR示波器基本上很難解決，只有通過 E5071C-TDR —基于矢量網(wǎng)絡分析儀(VNA)的 TDR解決方案才能解決。

使用矢量網(wǎng)絡分析儀進行時域反射計測量

VNA進行哪些測量?

VNA是測量被測件 (DUT)頻率響應的儀器，測量的時候給被測器件輸入一個正弦波激勵信號，然后通過計算輸入信號與傳輸信號 (S21)或反射信號 (S11)之間的矢量幅度比 (圖 2)得到測量結(jié)果; 在測量的頻率范圍內(nèi)對輸入的信號進行掃描就可以獲得被測器件的頻率響應特性(圖3); 在測量接收機中使用帶通濾波器可以把噪聲和不需要的信號從測量結(jié)果中去掉，提高測量精度。

圖 2. 輸入信號、反射信號和傳輸信號示意圖。

圖 3. 在測量頻率范圍內(nèi)掃描正弦波激勵信號，就可用 VNA測得被測器件的頻率響應特性。

從頻域變換到時域 (傅立葉逆變換)

眾所周知，頻域和時域之間的關(guān)系可以通過傅立葉理論來描述。通過對使用VNA獲得的反射和傳輸頻率響應特性進行傅立葉逆變換，可以獲得時域上的沖激響應特性 (圖4)。再通過對沖激響應特性進行積分，可得到階躍響應特性。這和在TDR示波器上觀察到的響應特性是一樣的。由于積分計算非常耗時，因此實際上使用的方法是在頻域中根據(jù)傅立葉變換的卷積原理進行計算 —把輸入信號的傅立葉變換和被測件的頻率響應特性進行卷積，然后再對結(jié)果實施傅立葉逆變換。由于在時域中的積分也可使用頻域中的卷積來描述，因此我們可以快速計算出階躍響應特性。

圖 4. 從傅立葉逆變換中推導出的階躍響應特性與沖激響應特性之間的關(guān)系。

通過傅立葉逆變換得到的時域特性的時間分辨率和時間測量范圍分別對應于最高測量頻率的倒數(shù)和頻率掃描間隔的倒數(shù)(圖 5)。例如，若最高測量頻率是 10GHz，則時間分辨率為 100ps。我們似乎可以認為通過不斷縮小頻率掃描的間隔就可以無限地擴大測量的時間范圍，但事實上卻存在限制。因為傅立葉逆變換中使用的頻率數(shù)據(jù)在頻域中必須是等距的，若掃描的頻率間隔比VNA的最低測量頻率還要小，那么就不能執(zhí)行傅立葉逆變換。例如，如果 VNA的最低測量頻率是100kHz，則在時域測量中能夠得到的最大時間測量范圍就是10 µs，對于 TDR的測量應用，這足夠了。

圖 5. 時域參數(shù) (時間分辨率和時間測量范圍)與頻域參數(shù) (最大頻率和掃描頻率間隔)之間的關(guān)系。

圖 6顯示的是使用基于 VNA的 TDR (Agilent E5071C-TDR)和示波器 TDR (Agilent DCA 86100C TDR)，對同一被測件 (用Hosiden的測試夾具和電纜)的阻抗進行測量，得到的響應曲線之間的相關(guān)性。兩個測量結(jié)果之間的差別不到0.4 Ω。

圖 6. E5071C-TDR和 86100C TDR示波器(86100C)的測量結(jié)果之間的相關(guān)性(示波器 TDR的測量結(jié)果是經(jīng)過 16次平均以后得到的)。

VNA與 TDR示波器動態(tài)范圍的比較

此前的文檔 1已介紹了 VNA和 TDR示波器的限制和精度。本節(jié)將從理論的角度，對 VNA和 TDR示波器的動態(tài)范圍進行比較。VNA和 TDR示波器由于體系結(jié)構(gòu)不同，所以在動態(tài)范圍上也有差異。

以下假設將簡化對比過程:

●兩個系統(tǒng)的噪聲和帶寬(fc)相等

●從直流至 fc頻率范圍內(nèi)，噪聲都是一致的(白噪聲)，觀察到的功率為 b2

● TDR示波器的階躍輸入和 VNA示波器正弦波輸入的最大信號功率(a2)相等

●信號源和接收機之間的傳輸通道不產(chǎn)生損耗

●使用歸一化阻抗以簡化數(shù)字的表達

首先對比的是對同一測量的動態(tài)范圍。TDR示波器的時域響應由階躍激勵和噪聲組成，各分量的功率分別定義為 a2和 b2，動態(tài)范圍是這些分量的比值。對 VNA來說，帶通濾波器可以無損傳送信號，因此信號功率為 a2; 噪聲分量在帶通濾波器的阻帶中被衰減 —如果帶通濾波器的帶寬為 fIF，則濾波器輸出端口的噪聲衰減為 fIF/fC。鑒于噪聲的降幅與動態(tài)范圍成正比，所以 VNA TDR的測量動態(tài)范圍可以擴大10 log(fC/fIF)dB。由于此關(guān)系式與激勵頻率無關(guān)，與 TDR示波器相比，從VNA的測量結(jié)果經(jīng)過傅立葉逆變換獲得的時域響應的動態(tài)范圍也將擴大 10log (fC/fIF)dB。

圖 7. VNA降低噪聲的原理

接下來對比的是在相同的時間測量范圍 (T)和時間分辨率條件下得到時域響應特性所需要的測量時間。

使用 TDR示波器測量時，為了在物理采樣頻率 fP下獲得等效采樣時間 fE，測量需要多花 fE/fP倍的時間來完成(如圖 7所示)。當測量時間長度為 T時，則需要測量 T x fE個數(shù)據(jù)點 (M)，測量時間為 T x fP/fS。使用 VNA進行測量，如要獲得相同的時域響應特性的話(如圖 9所示)，則需要以 1/T作為頻率掃描的步長，并測量 M*2個數(shù)據(jù)點。單個數(shù)據(jù)點的測量時間主要由帶通濾波器決定，等于 1/fIF。因此總測量時間為 M x 1/fIF，等于(Tx fE)x 1/fIF。

對比結(jié)果可知，在 VNA進行一次測量掃描的時間內(nèi)，TDR示波器可以測量 fP/fIF次。由于將信號波形平均 L次會使得噪聲與

成正比下降，與 VNA相比， TDR示波器能夠?qū)討B(tài)范圍擴大 10 log(fP/fIF)dB。

 

圖 8. 采樣示波器恢復的波形與測量時間的關(guān)系。

圖 9. 用 VNA測量時，恢復的波形與測量時間的關(guān)系。

要想對比真實的動態(tài)范圍，就必須要在測量時間相同的條件下進行對比。因此，必須將VNA通過使用帶通濾波器所帶來的在動態(tài)范圍上的改善和TDR示波器通過多次平均所達到的在動態(tài)范圍上的改善這些因素都考慮在內(nèi)。

通常，TDR示波器的物理采樣頻率 (fP)遠低于 TDR示波器的截止頻率 (fC)， VNA的動態(tài)范圍要高出 TDR示波器動態(tài)范圍的 10 log(fC/fP)倍(表 1)。要通過取平均法在TDR示波器上獲得與VNA示波器相同的動態(tài)范圍，TDR的測量時間將延長 fC/fP倍。

以上內(nèi)容主要討論了時域響應的動態(tài)范圍。頻域測量對當今高速數(shù)字通信系統(tǒng)的重要性日益凸顯。例如，要測量串擾效應，則精確測量高頻響應至關(guān)重要，因此必須使用在高頻時具有寬動態(tài)范圍的儀器進行測量。下面我們將重點對比VNA與TDR示波器的頻域動態(tài)范圍。我們在本節(jié)會對一些要點和結(jié)果進行討論，與此有關(guān)的詳細分析請參見附錄。

因為我們假設激勵信號功率在整個頻率范圍內(nèi)是保持恒定的，因此在VNA的整個測量頻率范圍內(nèi)可以得到相同的動態(tài)范圍。TDR示波器的階躍激勵經(jīng)傅立葉變換后變?yōu)?δ (f)/2 + 1/(2∏jf)，其中包括了一個與頻率的提高成反比的較大的 DC分量。圖 10比較了 VNA與 TDR示波器在相同頻率范圍和分辨率條件下的動態(tài)范圍。對于 N個點的測量，動態(tài)范圍 10log (fC/fP)dB在

 

/2∏點出現(xiàn)差異。頻率越高，VNA在動態(tài)范圍方面的優(yōu)勢越大 (請參閱附件了解詳情)。

 

圖 10. VNA和 TDR示波器的頻域動態(tài)范圍比較

信號同步比較

為了測試在多個傳輸通道之間的信號的時序偏差，需要在各個通道的測量結(jié)果之間進行時間同步。VNA和TDR示波器對測量結(jié)果進行同步的方法并不相同。本章節(jié)將討論不同方法對測量精度的影響。圖 11對比了 VNA和 TDR示波器測量多端口器件時使用的激勵信號。TDR示波器為每個端口提供激勵源，并獨立生成階躍激勵。因此，必須要激勵信號同步起來才可以測量不同通道間信號的時序偏差。如果激勵信號在某個時間點實現(xiàn)同步，該激勵的任意時間波動將導致測量結(jié)果中出現(xiàn)抖動。

圖 11. 測量多端口器件時，TDR示波器(左)和 VNA(右)的激勵設置方塊圖。

圖 12. TDR示波器 (左)上的多個激勵源的時間同步。調(diào)整 VNA的相位時延，以實現(xiàn)時間同步 (右)。

使用VNA可以在頻域中進行測量，并通過傅立葉逆變換計算出時域響應。頻域中的相位時延對應的就是時域中的時間時延。VNA提供多種校準方法來補償相位時延。此外，由于 VNA測量的是輸入信號與輸出信號的矢量比，因此 VNA測量結(jié)果不受激勵波動的影響 —輸入信號的任何波動都被比率的計算給抵消掉了。因此， VNA測得的時域響應不包含因激勵信號波動產(chǎn)生的誤差，測量結(jié)果與使用無波動的完美激勵所獲得的結(jié)果相同。

儀表的結(jié)實和耐用性的比較

由于內(nèi)部結(jié)構(gòu)的原因，TDR示波器很難在內(nèi)部增加靜電放電(ESD)保護電路，因此容易受靜電放電影響而損壞。圖 11為 TDR示波器的方框圖。為了最大程度地降低測試端口輸入信號的損耗，采樣器直接連接到測試端口上。階躍信號發(fā)生器則采用了隧道二極管。隧道二極管是一種低阻抗器件，適合于與負載連接的配置。如果在圖 11中 A點位置插入保護電路，保護電路的雜散電容和A點的阻抗將形成一個低通濾波器，這會使階躍激勵信號產(chǎn)生失真，導致測量出現(xiàn)誤差。

圖 13. TDR示波器脈沖發(fā)生器與采樣器的連接方框圖。

在VNA中很容易使用ESD保護電路。正弦波激勵信號在測量時會掃過VNA的整個測量頻率范圍，測量結(jié)果從輸入與輸出信號的矢量比中得到。因此，即使保護電路會導致部分損耗，使用矢量比也可以消除這些損耗，從而確保測量精度不受影響。

全新的 Agilent E5071C選件 TDR

秉承 VNA體系結(jié)構(gòu)的全部技術(shù)優(yōu)勢，Agilent E5071C選件 TDR能夠以最高精度快速完成實時 TDR測量。它具有高達 3000 V(典型值)的 ESD容限電壓和絲毫無損的射頻測量性能，因此可以確保產(chǎn)品更加可靠，降低維護費用。

對于許多數(shù)字用戶來說，VNA的用戶界面操作起來一直很不方便。E5071C選件TDR的用戶界面經(jīng)過重新設計，使現(xiàn)在的數(shù)字工程師可以輕松、直觀地進行操作，使用戶可以同時進行時域和頻域測量以及靈活地選擇參數(shù)。它能夠生成仿真眼圖，不需要使用額外的碼型發(fā)生器，因此可以降低擁有成本。此外，它能夠獨立地提供用于高速互連分析的基本功能。