1.引言

隨著社會經(jīng)濟的發(fā)展，直流電動機在理論和實踐上更加成熟，例如雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)具有極好的運行和控制性能，在工業(yè)生產(chǎn)中始終占有相當?shù)谋壤Ｓ捎谫Y金條件有限和本著研究開發(fā)的態(tài)度大多采用仿真來進行模仿。

目前在matlab軟件仿真中，很多公式和參數(shù)計算過后都需要通過建模，本文直接把得到的參數(shù)通過程序運算，輸入到所得到的的模型中，簡化了程序，節(jié)約了大量的時間，獲得一定的經(jīng)濟效益，通過simulink仿真，使得模型更簡明，本文主要介紹電源的選擇，控制電路的設計，ACR和ASR的參數(shù)設計、系統(tǒng)仿真實現(xiàn)分析，通過滿足一定的參數(shù)，實現(xiàn)電動機的運轉，達到預期效果。

2.雙閉環(huán)控制電路設計

2.1 轉速調(diào)節(jié)器(ASR)的設計和電流調(diào)節(jié)器(ACR)的設計

選定額定轉速nN 對應的轉速給定電壓，當在0~ 之間變化時，對應轉速n在0~nN之間變化，一般可選 ,于是可選定轉速檢測系數(shù)。

轉速調(diào)節(jié)器(ASR)的輸出作為電流調(diào)節(jié)器(ACR)的輸人給定信號，首先應選定ASR的輸出限幅值，則對于電樞電流應有如下兩式成立：

2.2 直流可調(diào)電源設計

電流調(diào)節(jié)器ACR的輸出c U 是可調(diào)直流電源的輸入值，首先選定ACR的輸出控制限幅值， 對應于直流電源最大輸出電壓，穩(wěn)態(tài)時有。根據(jù)直流電動機的穩(wěn)態(tài)電壓平衡方程：

U = E + RI = C n + RI ,為了保證額定轉速nN時，直流電源仍能提供最大電樞電流 ,應滿足下式，并留有一定裕量。

3.可逆控制的主要問題

無論是采用改變電樞電壓的極性或改變勵磁磁通的方向來改變直流電動機的轉向，都需要其供電電源能夠輸出極性可變的直流電壓。

基于PWM控制的H型可逆直流電源，其主電路拓撲結構與控制原理如圖1-2所示，其主電路開關器件可采用IGBT、Power MOSFET以及智能功率模塊IPM,常應用于中、小功率的可逆直流調(diào)速系統(tǒng)(如圖1所示)。

圖1-a繪出了H型可逆脈寬調(diào)速系統(tǒng)的基本原理圖，由4個電力電子開關器件1 4 S ? S和續(xù)流二極管構成橋式電路拓撲。H型可逆PWM變換器的控制方式有：雙極式控制、單極式控制和受限單極式控制等。

現(xiàn)以雙極式控制為例，說明H型可逆PWM變換器的工作原理。

1)正向運行(此期間2S 和3 S 始終保持斷開)第1階段，在0 on ≤ t ≤ t 期間， 1 4 S和S 同時導通，電動機M的電樞兩端承受電壓+ d0 U ,電流d i 正向上升;第2階段，在on t ≤ t ≤ T 期間， 1 4 S和S 斷開， 續(xù)流，電動機M的電樞兩端承受電壓- ,電流下降;但由于平均電壓高于電動機的反電動勢E,電動機正向電動運行，其波形如圖1-b.

2)反向運行(在此期間1 4 S和S 始終保持斷開)

第1階段，在0 on ≤ t ≤ t 期間， S 2 和S3 斷開，通過續(xù)流，電動機M的電樞兩端承受電壓+ ,電流- 沿反方向下降;第2階段，在on t ≤ t ≤ T期間， S2 和S 3 同時導通，電動機M的電樞兩端承受電壓- ,電流- 沿反方向上升;由于平均電壓|- |高于電動機的反電動勢|-E|,電動機反向電動運行，其波形如圖1-c.改變兩組開關器件導通的時間，也就改變了電壓脈沖的寬度。

如果on t 表示1 4 S和S 導通的時間，開關周期T和占空比的定義和上面相同，則電動機電樞兩端電壓平均值為：

如果令γ = 2ρ 1,調(diào)速時 的可調(diào)范圍為0~1,-1< <+1.由此，調(diào)節(jié)占空比，可獲得可調(diào)的直流輸出，以控制直流電動機轉速。

(1)當>0.5時， 為正，電動機正轉;

(2)當<0.5時， 為負，電動機反轉;.

(3)當=0.5時， =0,電動機停止。

由于電動機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈寬相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產(chǎn)生平均轉矩，徒然增大電機的損耗，這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電動機停止時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜磨擦死區(qū)，起著所謂“動力潤滑”的作用。

4.控制電路的參數(shù)計算與設計

4.1 參數(shù)確定

直流電機：PN=5.5kw,UN=220V,IN=8A,nN=1490r/ min,電樞回路電阻R=0.8Ω，允許電流過載倍數(shù)λ=1.8,電磁時間常數(shù)Tl=0.048s , 機電時間常數(shù)Tm=0.185s.

PWM調(diào)制參數(shù)：電源電阻： ,放大倍數(shù)，時間常數(shù)： ,開關頻率： , 電流反饋濾波時間常數(shù)，轉速反饋濾波時間常數(shù)。給定電壓最大值調(diào)節(jié)器限幅電壓。

電流反饋系數(shù)：

轉速反饋系數(shù)：

4.2 電流環(huán)控制器的設計

PI調(diào)節(jié)器利用比例部分能迅速響應控制作用，而用積分部分最終消除穩(wěn)態(tài)偏差。

另外，比例積分調(diào)節(jié)器還是提高系統(tǒng)穩(wěn)定性的校正裝置，因此，它在調(diào)速系統(tǒng)和其它控制系統(tǒng)中獲得了廣泛的應用。

取電流調(diào)節(jié)器為PI調(diào)節(jié)器，將電流環(huán)設計成典型I型系統(tǒng)，則有傳遞函數(shù)電流環(huán)控制簡圖如圖2所示。

4.3 轉速環(huán)控制器的設計

對于轉速外環(huán)而言，設計成典型I型系統(tǒng)之后的電流環(huán)只是一個被控對象環(huán)節(jié)。因此轉速環(huán)設計的第一步是求出電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)。轉速環(huán)被控對象中已經(jīng)有了一個積分環(huán)節(jié)，為了實現(xiàn)轉速跟蹤控制無靜差，轉速調(diào)節(jié)器中應該包含一個積分環(huán)節(jié)。因此轉速環(huán)一般設計成典型Ⅱ型系統(tǒng)，轉速調(diào)節(jié)器設計成PI調(diào)節(jié)器。如圖3所示。

按跟隨和抗干擾性能都較好的原則，選取中頻段寬度為h= 5 ,則：

轉速環(huán)開環(huán)增益：

5.仿真分析

5.1 電流環(huán)的對數(shù)頻率特性仿真及其分析電流環(huán)為典型Ⅰ型系統(tǒng)，其傳遞函數(shù)為：

此系統(tǒng)為I型系統(tǒng)斜率分別為-20和-40.

由于其中頻段大都是-20的斜率則此系統(tǒng)由于相角裕度大于0度其穩(wěn)定性較好。而在高頻段斜率為-40則其抗干擾能力較強。綜上所述此系統(tǒng)適用于設計過程中。

5.2 轉速環(huán)的對數(shù)頻率特性仿真及其分析

轉速環(huán)為典型Ⅱ型系統(tǒng)，其傳遞函數(shù)為：

此系統(tǒng)為2階系統(tǒng)。相角裕度大于0則此系統(tǒng)穩(wěn)定。此系統(tǒng)可化為一個2階的積分環(huán)節(jié)，此系統(tǒng)的精確度較高但是其快速性較差正適合我們所設計的系統(tǒng)防止其發(fā)生過沖。

5.3 系統(tǒng)動態(tài)結構及其仿真

給定一個階躍響應電壓，通過matlab軟件建立仿真動態(tài)模型如圖6所示。

如圖7所示為轉速電流雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)的階躍啟動過程，圖8中為轉矩和電樞電流的變化，最后達到系統(tǒng)要求，符合參數(shù)要求。實驗表明，觀測到的波形與理論上波形相符，整個設計方案切實可行。

6.結論

本文提出了一種低容量可逆調(diào)速系統(tǒng)的設計方案，本方案所設計的低容量可逆調(diào)速系統(tǒng)主要是為了體現(xiàn)低容量可逆調(diào)速對電動機的控制，通過已知給定的參數(shù)計算和設計ACR以及ASR環(huán)節(jié)，采用PI調(diào)節(jié)，達到給定指標，算出各未知參數(shù)，然后通過MATLAB軟件進行仿真，分析結果與數(shù)據(jù)，從而得出結果表明該方案實現(xiàn)符合參數(shù)要求，并且驗證了雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)比起單環(huán)系統(tǒng)更穩(wěn)定，達到了系統(tǒng)所滿足要求。