開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)也在不斷地創(chuàng)新。目前，開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。

開關(guān)電源大致由主電路、開關(guān)電源控制電路、檢測電路、輔助電源四大部份組成。

1、主電路

沖擊電流限幅：限制接通電源瞬間輸入側(cè)的沖擊電流。

輸入濾波器：其作用是過濾電網(wǎng)存在的雜波及阻礙本機(jī)產(chǎn)生的雜波反饋回電網(wǎng)。

整流與濾波：將電網(wǎng)交流電源直接整流為較平滑的直流電。

逆變：將整流后的直流電變?yōu)楦哳l交流電，這是高頻開關(guān)電源的核心部分。

輸出整流與濾波：根據(jù)負(fù)載需要，提供穩(wěn)定可靠的直流電源。

2、控制電路一方面從輸出端取樣，與設(shè)定值進(jìn)行比較，然后去控制逆變器，改變其脈寬或脈頻，使輸出穩(wěn)定，另一方面，根據(jù)測試電路提供的數(shù)據(jù)，經(jīng)保護(hù)電路鑒別，提供控制電路對電源進(jìn)行各種保護(hù)措施。

3、檢測電路提供保護(hù)電路中正在運(yùn)行中各種參數(shù)和各種儀表數(shù)據(jù)。

4、輔助電源實(shí)現(xiàn)電源的軟件（遠(yuǎn)程）啟動(dòng)，為保護(hù)電路和控制電路（PWM等芯片）工作供電。

1．單管反激電路基本結(jié)構(gòu)

2. 兩種模式DCM 和CCM

（1） CCM 和DCM 模式判斷依據(jù)

CCM 和DCM 的判斷，不是按照初級電流是否連續(xù)來判斷的。而是根據(jù)初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM 模式。而如果存在初、次級電流同時(shí)為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是BCM 模式。

（2） 兩種模式在波形上的區(qū)別

●變壓器初級電流，CCM 模式是梯形波，而DCM 模式是三角波。

●次級整流管電流波形，CCM 模式是梯形波，DCM 模式是三角波。

●MOS 的Vds 波形，CCM 模式，在下一個(gè)周期開通前，Vds 一直維持在Vin Vf 的平臺(tái)上。而DCM 模式，在下一個(gè)周期開通前，Vds會(huì)從Vin Vf 這個(gè)平臺(tái)降下來發(fā)生阻尼振蕩。（Vf 次級反射到原邊電壓） 。因此我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)

DCM

CCM

3. MOSFET在開通和關(guān)斷瞬間寄生參數(shù)對波形的影響

在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin Vf！這是因?yàn)?，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不?huì)通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢，這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢因?yàn)闊o法被次級耦合而箝位，電壓會(huì)沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側(cè)加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲(chǔ)存在電容里，然后通過R消耗掉。

當(dāng)次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因?yàn)槎茈娏鹘档搅肆?，二極管也就自動(dòng)截止了，次級相當(dāng)于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時(shí)MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結(jié)電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開始下降，經(jīng)過1/4之一個(gè)諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路以及其它寄生電阻的存在，這個(gè)振蕩是個(gè)阻尼振蕩，幅度越來越小。

f1比f2大很多（從波形上可以看出），這是由于漏感一般相對較?。煌瑫r(shí)由于f1所在回路阻抗比較小，諧振電流較大，所以能夠很快消耗在等效電阻上，這也就是為什么f1所在回路很快就諧振結(jié)束的原因！（具體諧振時(shí)間可以通過等效模型求解二次微分方程估算）

（2） CCM（Vds，Ip）

（3）其他一些波形分析（次級輸出電壓Vs，Is， Vds）

CCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）

DCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet開通on時(shí)刻，變壓器副邊都有震蕩。主要原因是初次級之間的漏感 輸出肖特基（或快恢復(fù)）結(jié)電容 輸出電容諧振引起，在CCM模式下與肖特基的反向恢復(fù)電流也一些關(guān)系。故一般在輸出肖特基上并聯(lián)一個(gè)RC來吸收，使肖特基應(yīng)力減小。

CCM （ch3為變壓器副邊Is波形）

DCM （ch3為變壓器副邊Is波形）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet關(guān)斷off時(shí)刻，變壓器副邊電流Is波形都有一些震蕩。主要原因是次級電感 肖特基接電容 輸出電容之間的諧振造成的

（4）RCD吸收電路對Vds的影響

Ch3=Vds（加吸收前）

Ch3=Vds（加吸收后）

在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin Vf！這是因?yàn)椋儔浩鞯某跫売新└?。漏感的能量是不?huì)通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢，這個(gè)感應(yīng)電動(dòng)勢因?yàn)闊o法被次級耦合而箝位，電壓會(huì)沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側(cè)加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲(chǔ)存在電容里，然后通過R消耗掉

（5）Vgs波形

為使mosfet在開通時(shí)間的上升沿比較陡，進(jìn)而提高效率。在布線時(shí)驅(qū)動(dòng)信號(hào)盡量通過雙線接到mosfet的G、S端，同時(shí)連接盡量短些。

4．設(shè)計(jì)時(shí)需注意點(diǎn)

（1）盡量使反激電路最大工作占空比小于50%，若要使占空比工作在大于50%，為避免次諧波震蕩，需加上斜率補(bǔ)償，此外還需注意變壓器能否磁復(fù)位。由于mosfet導(dǎo)通和關(guān)斷需要一定的時(shí)間，同一批次的變壓器單體之間也有差異，建議反激最大工作占空比小于45%。

（2）反激的功率地和控制地的連接須注意單點(diǎn)接地，特別是在哪個(gè)地方進(jìn)行單點(diǎn)接地需慎重。為有效地吸收地噪聲（mosfet的開通和關(guān)斷），輸入電容的一個(gè)腳盡量靠近共地點(diǎn)。

（3）由于電壓外環(huán)的PID輸出與電流內(nèi)環(huán)進(jìn)行比較來決定占空比，事實(shí)上 PID的輸出不是一條絕對直線，它是在直流的基礎(chǔ)上疊加了一個(gè)低頻分量，為保證輸出穩(wěn)定，在設(shè)計(jì)時(shí)需使內(nèi)環(huán)帶寬比外環(huán)帶寬大于10倍以上。

Ch2=電壓外環(huán)PID輸出

上述波形一般在開始調(diào)環(huán)路或者在輸入VIN比較高時(shí)經(jīng)常會(huì)出現(xiàn)，主要原因是外環(huán)的帶寬太快了，為使系統(tǒng)穩(wěn)定，需減小帶寬，一般可通過減小比例P或者增大積分C來解決。