摘要：大功率雙向DC／DC變流器是電力儲(chǔ)能系統(tǒng)的重要環(huán)節(jié)，三相交錯(cuò)技術(shù)的引入克服了傳統(tǒng)單相DC／DC變流器的缺點(diǎn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，三相交錯(cuò)式雙向DC／DC變流器應(yīng)用于電力儲(chǔ)能系統(tǒng)能獲得較好的電壓、電流波形，為電網(wǎng)及儲(chǔ)能系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行提供了保障。
關(guān)鍵詞：變流器；三相交錯(cuò)；電力儲(chǔ)能

1 引言
    隨著大容量電池儲(chǔ)能技術(shù)的發(fā)展，化學(xué)電池電力儲(chǔ)能系統(tǒng)成為解決電力系統(tǒng)電能供需矛盾、改善供電質(zhì)量、提高電網(wǎng)安全和穩(wěn)定性以及實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)可持續(xù)發(fā)展的全新途徑。其中雙向變流器肩負(fù)著電池充電及電能回網(wǎng)的重任，是儲(chǔ)能系統(tǒng)的關(guān)鍵設(shè)備之一，其輸出電壓電流的質(zhì)量對(duì)化學(xué)電池的安全性能、使用壽命及電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行起著至關(guān)重要的作用。
    傳統(tǒng)大功率雙向DC／DC變流器采用單相運(yùn)行模式，對(duì)變流器容量、效率及輸出電能質(zhì)量的提高有一定限制作用。在此提出一種基于數(shù)字控制的三相交錯(cuò)式雙向DC／DC儲(chǔ)能變流器控制方案。該控制器采用DSP和FPGA聯(lián)合控制模式，實(shí)現(xiàn)DC／DC變流器的三相交錯(cuò)運(yùn)行，有效地改善了系統(tǒng)的工作效率和輸出電能質(zhì)量，減小流經(jīng)各相電感的電流峰峰值及平均電流值，從而減小了開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力。另外，三相交錯(cuò)DC／DC變流系統(tǒng)與有源逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)一致，兩套系統(tǒng)同時(shí)基于PEBB模塊構(gòu)建，利于實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)模塊化結(jié)構(gòu)。
    電力儲(chǔ)能系統(tǒng)中蓄電池的充電方式一般有恒壓限流、恒流限壓、先恒流后恒壓等模式。無(wú)論選用哪種模式，在充電初期及后期都存在充電電流過(guò)大或過(guò)小的問(wèn)題，如果電流紋波過(guò)大則會(huì)對(duì)某些電流紋波敏感型蓄電池產(chǎn)生危害。當(dāng)蓄電池放電時(shí)，變流器工作在Boost模式，電路中電感的充放電作用必然造成蓄電池輸出電流紋波的產(chǎn)生。采用三相交錯(cuò)技術(shù)構(gòu)建的變流器可以有效減小蓄電池充放電電流紋波，進(jìn)而減小電流紋波對(duì)某些類(lèi)型蓄電池的危害。

2 三相交錯(cuò)式雙向DC／DC儲(chǔ)能變流器
    在此采用以PEBB模塊為基本單元的三相交錯(cuò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1所示。系統(tǒng)采用DSP與FPGA聯(lián)合控制方式，變流器電壓電流信號(hào)經(jīng)DSP采樣形成反饋信號(hào)，與給定信號(hào)比較后經(jīng)過(guò)PI運(yùn)算單元得到PWM占空比，DSP產(chǎn)生的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)經(jīng)FPGA移相后送至PEBB模塊，驅(qū)動(dòng)功率管的開(kāi)斷。虛線框內(nèi)，PEBB模塊由6個(gè)功率開(kāi)關(guān)管和6個(gè)功率二極管組成，并形成三相橋臂并聯(lián)連結(jié)結(jié)構(gòu)。當(dāng)變流器工作在單相模式時(shí)，6個(gè)功率開(kāi)關(guān)管只有一個(gè)處于一定頻率的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，其他5個(gè)處于閑置狀態(tài)：當(dāng)變流器工作在三相交錯(cuò)模式時(shí)，Buck電路中3個(gè)上管交替導(dǎo)通，3個(gè)下管處于關(guān)閉狀態(tài)，Boost電路中3個(gè)下管交替導(dǎo)通，3個(gè)上管處于關(guān)閉狀態(tài)。

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    假設(shè)變流器工作在單相Buck模式時(shí)單個(gè)功率管的開(kāi)關(guān)周期為T(mén)，該功率管PWM驅(qū)動(dòng)波形的占空比為D，輸入電壓為Ui，輸出電壓為Uo，電感值為L(zhǎng)。變流器穩(wěn)定工作狀態(tài)下，當(dāng)功率管VS開(kāi)通，二極管VD關(guān)斷時(shí)，L處于充電狀態(tài)，則電感電流正向變化量為：
   
    當(dāng)VS關(guān)斷，VD開(kāi)通時(shí)，L處于放電狀態(tài)，則電感電流負(fù)向變化量為：
   
    三相交錯(cuò)模式下，保持與單相模式相同的輸入輸出，并保持功率管的開(kāi)關(guān)頻率不變，3個(gè)功率管交替導(dǎo)通且互差120°，設(shè)其驅(qū)動(dòng)波形占空比分別為D1，D2，D3。當(dāng)VS1導(dǎo)通時(shí)，電感L1處于充電狀態(tài)，電感電流正向變化量為：

    式中：t0為VS1關(guān)斷時(shí)刻；t1，t2為VS2開(kāi)通與關(guān)斷時(shí)刻；t3，t4為VS3開(kāi)通與關(guān)斷時(shí)刻。
    變流器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，△iL1+=△iL1-，則有：
    Uo／Ui=D1+D2+D3=D     (6)
    為了便于PWM驅(qū)動(dòng)波形的移相設(shè)計(jì)，取D1=D2=D3=D／3。當(dāng)VS2，VS，開(kāi)斷及Boost模式下結(jié)論相同。三相交錯(cuò)變流器工作在Buck模式時(shí)，3個(gè)橋臂的工作時(shí)序如圖2a～c所示。前T／3，VS1以D／3開(kāi)斷；中間T／3周期，VS3以D／3開(kāi)斷；后T／3，VS5以D／3開(kāi)斷。當(dāng)功率管開(kāi)通時(shí)，Ui直接加在輸出端，當(dāng)功率管關(guān)斷時(shí)，功率二極管實(shí)現(xiàn)續(xù)流作用。同理，三相交錯(cuò)變流器工作在Boost模式時(shí)，3個(gè)橋臂工作時(shí)序如圖2d～f所示。

    該系統(tǒng)設(shè)定Buck模式對(duì)蓄電池充電，Boost模式蓄電池放電。如圖2所示，三相交錯(cuò)Buck模式下，變流器對(duì)蓄電池充電，假設(shè)充電電流為恒定I，流經(jīng)3個(gè)電感的平均電流分別為IL1，IL2，IL3。由于三相橋臂采用并聯(lián)結(jié)構(gòu)，有I=IL1+IL2+IL3，在三相電路結(jié)構(gòu)完全相同的情況下，有IL1=IL2=IL3=I／3，而單相模式時(shí)相同的充電電流下iL=I。Buck模式下，電感電流紋波系數(shù)計(jì)算式為：
   
    式中：d為開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形的占空比；fs為開(kāi)關(guān)頻率。
    由上述可知，三相模式下的fs與單相相同，d=D／3，電感電流為單相模式的1／3，可得ri不變，電流紋波為單相模式的1／3。因此，在相同頻率及電感等運(yùn)行條件下，較單相模式DC／DC變流器，三相交錯(cuò)模式DC／DC變流器流經(jīng)電感的電流較小，且三相電流波峰互差120°，疊加后總電流紋波減小。同樣，三相交錯(cuò)Boost模式下，蓄電池處于放電狀態(tài)，放電電流等于三相電感電流之和，放電電流紋波及電感電流都比單相模式小。
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3 三相交錯(cuò)PWM驅(qū)動(dòng)波形的產(chǎn)生方式
    該變流器數(shù)字控制系統(tǒng)采用DSP作為主控器，通過(guò)配置DSP內(nèi)部事件管理器(EV)的各寄存器，可產(chǎn)生6路互不干擾的PWM驅(qū)動(dòng)波形。雙向
DC／DC變流器可工作在獨(dú)立PWM和互補(bǔ)PWM兩種模式下，在此選擇獨(dú)立PWM工作方式。即當(dāng)系統(tǒng)工作在Buck模式時(shí)，僅上橋臂功率管工作，所有下橋臂功率管可靠關(guān)斷；當(dāng)系統(tǒng)工作在Boost模式時(shí)，僅下橋臂功率管工作，所有上橋臂功率管可靠關(guān)斷。由于EV基于同一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)波，各PWM波同相位，需要經(jīng)過(guò)移相才能應(yīng)用于三相交錯(cuò)變流器系統(tǒng)。在此采用FPGA內(nèi)部FIFO存儲(chǔ)器實(shí)現(xiàn)PWM波形移相功能。
    在QuartusⅡ中，F(xiàn)IFO模型可用MegaWizard創(chuàng)建，也可用HDL代碼創(chuàng)建，兩種創(chuàng)建方式實(shí)際都是對(duì)存儲(chǔ)器進(jìn)行參數(shù)配置的過(guò)程，在此選用
VHDL語(yǔ)言創(chuàng)建該模型。該系統(tǒng)設(shè)定功率管開(kāi)關(guān)頻率為5 kHz，因此DSP應(yīng)產(chǎn)生周期為200 ms的PWM驅(qū)動(dòng)波形，對(duì)其進(jìn)行60°和120°移相，實(shí)際就是進(jìn)行200／3 ms和400／3 ms的延時(shí)。選用頻率為33 MHz的FPGA，F(xiàn)IFO數(shù)據(jù)讀入讀出的頻率直接使用系統(tǒng)頻率，若要產(chǎn)生200／3 ms的延時(shí)，F(xiàn)IFO壓棧深度應(yīng)該為2 200，若要產(chǎn)生400／3 ms的延時(shí)，F(xiàn)IFO壓棧深度應(yīng)該為4 400，因此配置FIFO最大壓棧深度為8 192，對(duì)應(yīng)地址寬度為13。系統(tǒng)Boost，Buck驅(qū)動(dòng)波形相互獨(dú)立，F(xiàn)IFO位寬設(shè)置為2，分別實(shí)現(xiàn)Buck與Boost驅(qū)動(dòng)波形的移相。
    配置兩個(gè)FIFO模型FIFO1與FIFO2，分別設(shè)置兩個(gè)計(jì)數(shù)變量，使得FIFO1讀使能滯后寫(xiě)使能2 200個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期，則產(chǎn)生60°波形移相；使得FIFO2讀使能滯后寫(xiě)使能4 400個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期，則產(chǎn)生120°波形移相。最后需要對(duì)FIFO模型進(jìn)行端口映射，其輸入映射到DSP的PWM輸出端，輸出映射到PEBB模塊驅(qū)動(dòng)輸入端，復(fù)位信號(hào)端映射到DSP輸出移相使能端。當(dāng)輸出使能端有效時(shí)，F(xiàn)PGA對(duì)三相驅(qū)動(dòng)波形進(jìn)行相應(yīng)移相，系統(tǒng)工作在三相交錯(cuò)模式；當(dāng)輸出使能無(wú)效時(shí)，F(xiàn)PGA直接輸出一相原始波形，系統(tǒng)工作在單相模式，如此可以輕松實(shí)現(xiàn)兩種模式的切換。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析
    根據(jù)上述模型搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，PEBB選用IGBT模塊。直流輸入由三相調(diào)壓器通過(guò)三相整流橋整流得到，Boost模式下模擬蓄電池放電；負(fù)載為50 Ω大功率電阻，Buck模式下模擬蓄電池充電。
    圖3示出系統(tǒng)Buck模式下三相PWM波形移相QuartusⅡ仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果。分析波形可知，三相驅(qū)動(dòng)波互差60°，誤差在30 ns以內(nèi)，完全符合設(shè)計(jì)要求。

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    圖4a，b為系統(tǒng)Buck恒壓模式下工作于單相模式和三相模式時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。其中Uo，Io分別為變流器輸出直流電壓電流，iL為電感電流，Ibat為電池側(cè)輸出電流。兩種模式工作在相同參數(shù)下，輸入直流電壓300V，Buck輸出直流電壓200 V，輸出電流4A。圖4c，d為系統(tǒng)Boost恒壓模式下工作于單相模式和三相模式時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。兩種模式工作在相同參數(shù)下，輸入直流電壓100 V，Boost輸出直流電壓200V。

    分析實(shí)驗(yàn)波形可得單相模式與三相模式下，雙向DC／DC儲(chǔ)能變流器的輸入輸出電壓電流峰峰值、紋波系數(shù)，電感電流峰峰值、平均值、紋波系數(shù)如表1所示。

    比較三相系統(tǒng)與單相系統(tǒng)數(shù)據(jù)，Buck模式下，由于濾波電容的作用，兩系統(tǒng)輸出電壓電流紋波相差不大，三相系統(tǒng)略小于單相系統(tǒng)，三相系統(tǒng)下的iL峰峰值遠(yuǎn)小于單相系統(tǒng)，iL平均值約為單相系統(tǒng)的1／3；Boost模式下，三相系統(tǒng)輸出電壓紋波較小，三相系統(tǒng)電池側(cè)輸出電流峰峰值較小，電池側(cè)輸出電流紋波系數(shù)約為單相系統(tǒng)的1／3，三相系統(tǒng)下的iL峰峰值遠(yuǎn)小于單相系統(tǒng)，iL平均值約為單相系統(tǒng)的1／3。
    實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)，與單相模式相比，在運(yùn)行條件相同的情況下，三相交錯(cuò)雙向DC／DC變流器有如下優(yōu)點(diǎn)：①輸入輸出電流平均分配到3對(duì)橋臂上，減小了開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力，避免了開(kāi)關(guān)管、輸出電感等器件過(guò)于疲勞，發(fā)熱過(guò)于集中等問(wèn)題；②由于3對(duì)橋臂交替導(dǎo)通，輸入輸出電流相互疊加且互差1200°，電流紋波大大減?。虎塾捎诟飨嘀谐袚?dān)的電流減小，可以采用更為小型的輸出電感，提高負(fù)載的瞬變應(yīng)答能力。

5 結(jié)論
    基于DSP與FPGA聯(lián)合控制方式，結(jié)合PEBB模塊，實(shí)現(xiàn)雙向DC／DC儲(chǔ)能變流器的三相交錯(cuò)運(yùn)行模式。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方式可以有效減小系統(tǒng)輸出電壓電流紋波，改善電能質(zhì)量，使得電力儲(chǔ)能系統(tǒng)綜合性能大大提高，適應(yīng)不同儲(chǔ)能電池的能力大大增強(qiáng)。