1979 年 1 月，《電子測試》發(fā)表了一篇文章稱，一款單個測試電路可“執(zhí)行對任何運算放大器全面檢查所需的所有標準DC測試”。單個測試電路在那個時候可能夠用，但今天并非如此，因為現(xiàn)代運算放大器具有更全面的規(guī)范。因此，單個測試電路不再包攬所有DC測試。

現(xiàn)在經(jīng)常使用三種測試電路拓撲對運算放大器DC參數(shù)進行工作臺及生產(chǎn)測試。這三種拓撲為(1)雙運算放大器測試環(huán)路、(2)自測試環(huán)路(有時稱故障求和點測 試環(huán)路)和(3)三運算放大器環(huán)路。您可使用這些電路測試DC參數(shù)，其中包括靜態(tài)電流(IQ)、電壓失調(diào)(VOS)、電源抑制比(PSRR)、共模抑制比 (CMRR)以及DC開環(huán)增益(AOL)。

靜態(tài)電流

靜態(tài)電流是指器件輸出電流等于零時其所消耗的電流。盡管IQ測試看起來相當簡單，但也必須注意確保良好的結(jié)果，尤其是在處理極高或極低IQ部件時。圖1是可 用來測試IQ及其它參數(shù)的三種實用電路，其必須考慮若干負載電流情況。這包括測試環(huán)路中的反饋電流。實際上，反饋電阻器Rf也能給器件帶來負載，影響IQ 測量。

圖1這三款電路可用來測量靜態(tài)電流(IQ)

我們以測試OPA369運算放大器為例來說明這些電路。該部件的最大靜態(tài)電流是每通道1µA。最大輸入失調(diào)電壓為750µV。圖1中的雙運算放大器環(huán)路電路 可為被測試器件的輸出提供750.75mV 的電壓。這種輸入電壓可使Rf通過15µA 的電流。該電流來自電源，會給任何測量增加誤差。因此在進行IQ測量之前，必須采取措施確保輸出電流真的等于零。

自測試電路不是測量極低靜態(tài)電流的最高效電路，因為輸出必須提供反饋電流。在該實施過程中，輸出必須根據(jù)增益后的電壓失調(diào) VOS調(diào)整(并非易事)，或者需要斷開以上原理圖中的 50Ω 電阻器，以消除反饋電流。雙放大器環(huán)路可通過增加另一個放大器來達到零輸出要求。精心選擇低輸入偏置電流環(huán)路放大器，可使輸出電流產(chǎn)生的誤差非常小。

此外，三運算放大器環(huán)路也可幫您測量IQ，但要注意被測量器件輸出端的1MΩ電阻器，這將成為一個問題，因為無論測量哪種參數(shù)，它總是一個寄生負載。如果測 量輸出負載電流，該電阻器就代表一個附加負載。此外，還必須考慮該電阻器的噪聲問題，在0.1Hz至10kHz的頻率下1MΩ電阻器的噪聲為85μVp- p。使用100kΩ電阻器可將噪聲降低至27μVp-p。因此，降低電阻器值可降低噪聲，但被測量器件輸出端的寄生電阻器負載隨后會更明顯。

電壓失調(diào)

VOS測試是測量運算放大器大多數(shù)其它DC技術(shù)參數(shù)的基礎(chǔ)。因此要格外注意測試電路，以確保在測試其它參數(shù)時電路也能良好工作。如果沒有選擇好該測試配置，會影響到其它DC測量。

VOS 的定義方式有多種，常見方式包括：“無輸入信號或無電源電阻時提供零輸出電壓所需的差分DC輸入電壓”(參考資料2)，或者“在任一輸入端至接地的路徑中 無其它輸入信號及電阻為零時提供零輸出電壓所需的差分DC輸入電壓”(參考資料3)。另一種定義方式為“在輸入偏置電流為零時在運算放大器輸出端提供零電 壓所需的差分DC輸入電壓”，這是測量輸入失調(diào)電壓的理想理論方法，并不具有實踐意義，因為零輸入偏置電流的運算放大器并不存在。

根據(jù)以上定義，您既可將低輸出、高精度、高分辨率的可變電壓電源連接至運算放大器的輸入端，也可調(diào)節(jié)輸入電壓，直到輸出電壓為零。那么輸入失調(diào)電壓就只是所應用輸入電壓的反選。

這種方法存在兩個嚴重問題。在測試具有極高開環(huán)增益的運算放大器時，必須確保電壓電源的分辨率小于1微伏才能保證獲得任意程度的可重復性。此外，還必須使用 迭代接近法使輸出電壓為零。系統(tǒng)中的噪聲會耦合到電壓電源和運算放大器中，使高速自動化測試環(huán)境下的測量和控制幾乎無法實現(xiàn)。

圖2 使用該電路測量電壓失調(diào) VOS

由于理想方法的這些問題，因此在工作臺測試環(huán)境下所選擇的常用方法是將被測試器件放在反相增益配置中，如圖2所示。這種方法的優(yōu)勢在于不僅被測試器件很穩(wěn)定，而且通常不需要額外的補償。

此外，測試電路可能還需要在非反相輸入與接地之間提供一個50Ω電阻器，以抵消輸入偏置電流。不過，對于輸入偏置電流極低的運算放大器而言，該電阻器的唯一 真正“貢獻”就是增加噪聲。對于100pA的器件來說，沒有該電阻器時附加誤差只有0.005µV。這種抵消作用只有在偏置電流的方向和量級都相等時才起 作用。

圖2中的電路是圖1中自測試求和點方法的簡略，但沒有電阻器R1和R2。該電路對大多數(shù)運算放大器來說具備固有的穩(wěn)定性，其通?？蓧旱谷魏螡撛诘牟蛔?，使之成為首選測試電路。

如果使用圖2中的測試電路進行其它測試，其缺點就會顯現(xiàn)。例如，圖2中的電路會對測量IQ和AOL等其它參數(shù)產(chǎn)生影響。

這種未驅(qū)動的電路會導致VOS誤差，誤差值等于(VOS* 閉環(huán)增益)* AOL(單位是V/V)。該誤差可能無關(guān)緊要，也可通過應用適當?shù)腣IN使VOUT為0.0V來降低。

可使用以下計算公式 1 調(diào)整所需輸出的輸出端誤差補償公式。

公式1：

VOUT= (2 * ASJ+ ACL- ASJ) * VOUT(理想)

其中ASJ是求和點增益，ACL是閉環(huán)增益。

通常可在測試環(huán)路中使用一個附加放大器，如圖1雙放大器環(huán)路所示。這種配置最接近VOS定義的要求。被測試器件的輸出保持在環(huán)路放大器至接地的VOS之內(nèi)。 如果環(huán)路放大器支持VOS調(diào)節(jié)，或者您可通過控制非反相輸入來消除失調(diào)，就可以不管環(huán)路放大器的失調(diào)。通過這種方法，您就可使被測試器件的輸出為零。在 VOUT端測得的電壓為1001*VOS。除非有負載連接至被測試器件的輸出端，否則該輸出必須只提供環(huán)路放大器輸入偏置電流。在測量靜態(tài)電流時，這對于 低IQ部件而言是個重要的注意事項。在前面的兩款電路中，被測試器件必須將反饋電流提供給Rf。

通過將環(huán)路放大器的非反相輸入連接至可編程電壓電源，便可測量運算放大器的其它性能參數(shù)，例如AOL、輸出擺幅和CMRR。由于環(huán)路控制電壓是變化的，因此被測試器件的輸出會嘗試與控制電壓匹配。

注意，雙放大器環(huán)路有以下缺點：

比自測試電路更復雜; 需要環(huán)路補償，因為電路本身并不穩(wěn)定; 只能在環(huán)路放大器的共模范圍內(nèi)控制被測試器件的輸出。

如果環(huán)路未得到適當補償，電路就會振蕩。您可通過與Rf并聯(lián)一個適當?shù)碾娙萜鱽矸€(wěn)定環(huán)路。為環(huán)路放大器布置適當?shù)腞C組合也能穩(wěn)定環(huán)路。我們將在以后的文章中探討該環(huán)路補償問題。

雙放大器環(huán)路測試法的一種變化形式為三放大器環(huán)路，其可通過電流引導實現(xiàn)對被測試器件輸出電壓的控制。該環(huán)路的補償可通過第二個環(huán)路放大器的RC組合進行設(shè) 置。與在雙運算放大器電路中一樣，被測試器件的電壓失調(diào)也是在VOUT端測量，而且VOUT是電壓失調(diào)的1001倍。該電路拓撲可解決前一種電路的被測試 器件輸出擺幅限制問題。如果需要更大的輸出擺幅，可以減小與環(huán)路控制電壓串聯(lián)的電阻器。

注意，三放大器環(huán)路存在如下缺點：

比其它電路更復雜; 需要環(huán)路補償，因為電路本身不穩(wěn)定; 被測試器件的輸出總是具有1MΩ的最小負載。

電源抑制比

PSRR是電源電壓變化絕對值與運算放大器輸入失調(diào)電壓變化的比值。簡單來說，就是運算放大器在特定范圍內(nèi)抑制電源電壓變化的能力。由于需要失調(diào)電壓來完成該測 量，因此您可使用現(xiàn)有技術(shù)來測量VOS。圖1中的三種測試環(huán)路都可用來完成PSRR測量。方法是將電源+VS和-VS設(shè)置為被測試器件的最低電源電壓，并 測量1001*VOS。接下來，將電源電壓設(shè)置為被測試器件的最大電壓，然后再次測量1001*VOS。公式2和公式3是PSRR的計算方法。

公式2：

公式3：

在使用這種方法時，有些運算放大器需要考慮其它因素。這些運算放大器有足夠低的工作電壓，電源的中間點(零共模電壓)可超過低電源配置運算放大器所允許的最 大共模電壓。有些軌至軌輸入器件有多個輸入級，可在這種條件下平穩(wěn)工作，但它們會轉(zhuǎn)換至不同的輸入級，導致PSRR計算誤差。在這兩種放大器中，固定共模 電壓可防止共模飽和或輸入級轉(zhuǎn)換。為PSRR測試的這兩種測量方法保持恒定共模電壓，會產(chǎn)生一個可在PSRR計算過程中抵消的錯誤。這些器件所需的實際共 模電壓將根據(jù)放大器輸入級的拓撲變化而變化。