摘要：為了解決移相全橋變換器的占空比丟失嚴重和開關管電壓應力增大的問題，提出適用于大功率移相全橋變換器的主電路拓撲，進行了原理分析，完成了1000A大功率直流穩(wěn)壓電源的設計。
關鍵詞：大功率；軟開關；DC／DC變換器；起動電源
中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：0219—2713(2005)06一0017()4

0 引言
    文獻[1][2]提出的移相ZVS PWM DC／DC全橋變換器的主要缺陷是占空比丟失嚴重；文獻[l][3]提出的移相ZCZVS PWM Dc／DC全橋變換器的主要缺陷是滯后橋臂開關管的電壓應力增大，這都不適用于大功率沖擊負載和飛機、白行火炮、坦克、導彈等武器裝備的起動電源。本文提出了適用于大功率沖擊負載的一種移相全橋變換器的電路拓撲，分析了工作原理，完成了1000A直流穩(wěn)
壓電源的設計，給出了實驗結果。

l 一種大功率移相全橋變換器

l.1 電路拓撲
    大功率變壓器副邊串聯(lián)移相DC／DC全橋變換器的電路拓撲如圖1所示。Cb是阻斷電容，Lr是上逆變器的漏感。lGBT模塊S1～S4控制方式為移相控制，稱S1和S3組成的橋臂為超前橋臂，S2和S4組成的橋臂則為滯后橋臂，D1~D4為IGBT模塊體內二極管。下逆變器與上逆變器完全一樣。

l.2工作原理

    圖2給出了該變換器的主要波形。uAB為A、B兩點間電壓，uCD為c、D兩點間電壓，Vin為輸入直流電壓。假設變壓器r的原邊電流ip方向自下而上為正，阻斷電容Cb電壓ucb方向為左正右負，C1=C3=C2=C4=Cr，濾波電感(n足變壓器原、副邊匝比)。在一個丌關周期中，有12種開關模態(tài)，各開關模態(tài)分析如下。
    1)開關模態(tài)O[t0時刻]在t0時刻，S1和S4導通。原邊電流i0流經S1、阻斷電容Cb、漏感Lr、變壓器T原邊繞組N1以及S4。整流管DR1導通，DR2截止，原邊給負載供電。原邊電流ip給阻斷電容CR2充電。輸出濾波電感Lf足夠大，可以將它看成一個電流源。此時，原邊電流ip=Ipo=Io/n，Io是輸出負載電流。在to時刻阻斷電容Cb電壓vCb=Vcb(t0)。

    2)開關模態(tài)1[t0,t1]在t0時刻關斷S1,ip從S1中轉移到C3和C1中，給C1充電，同時C3被放電。在這個時段里，Lf折算到原邊的電感n2Lf和漏感Lr串聯(lián)，而且Lf很大，可以認為i0近似不變，類似于一個恒流源，其大小為ip=Ipo=Io/n。原邊電流i0繼續(xù)給阻斷電容Cb充電。C1的電壓vc1從零開始線性上升．C3的電壓vc3從Vim開始線性下降。有

    
    因此S1是零電壓關斷。在t1時刻，C3的電壓下降到零，S3的反并二極管D3自然導通，從而結束開關模態(tài)l0該模態(tài)的持續(xù)時間為在t1時刻，阻斷電容Cb上的電壓為

   

    3)開關模態(tài)2[t1,t2]導通后，在t′1時刻，開通S3,S3是零電壓開通。S3與S1驅動信號之間的死區(qū)時間td(lead)>t01,即

   
    在這段時間里，D3和S4導通，A、B兩點電壓uAB等于零。此時加在漏感上的電壓為阻斷電容電壓vCd而變壓器原、副邊繞組電壓均為零，變壓器副邊兩個整流二極管DR1和DR2同時導通。在這個時段里，雖然濾波電感Lf折算到原邊的電感為零，但足由于漏感還是較大，所以原邊電流稍微減小，阻斷電容電壓繼續(xù)充電。因此，可認為在這個開關模態(tài)中，原邊電流基本不變，阻斷電容電壓是線性上升，即

式中：Tn為開關周期；Ds為原邊占空比。
    4)開關模態(tài)3[t2,t3]在t2時刻，關斷S4原邊電流ip轉移到C2和C4中，一方面抽走C2上的電荷，另一方面同時義給C4充電。由于C2和C4的存在，S4的電壓是從零慢慢上升的，因此S4是零電壓關斷。此時vAB=-vC4,而vAB的極性自零變?yōu)樨摗Ｓ捎谡鞴蹹R1和DR2同時導通，將變壓器副邊繞組短接，變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，vAB直接加在漏感Lr及Cb上，因此在這段時間里Lr和C2、C4在諧振工作。原邊電流ip和電容C2及C4的電壓分別為在t3時刻，C4的電壓上升到Vin，D2自然導通，結束該開關模態(tài)。它的持續(xù)時間為

   

    在t3時刻，C4的電壓上升到Vin，D2自然導通，結束該開關模態(tài)。它的持結時間為

                         

    5)開關模態(tài)4[t3,t4]在t3時刻，D2自然導通，將S2的電壓箝在零，此后就可以開通S2，S2是零電壓開通。S2和S4驅動信號之間的死區(qū)時間td(lag)>t23，即

                      
    雖然此時S2已開通，但S2不流過電流，i0由D2流通，漏感的儲能回饋給輸入電源。由于副邊兩個整流管同時導通，因此變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，這樣電源電壓Vin加在諧振電感Lr兩端，原邊電流ip線性下降。

                 
    到t4時刻，原邊電流從ip（t3)下降到零，二極
管D2和D3自然關斷，S2和S3中將流過電流。開關
模態(tài)4的持續(xù)時間為

                             
    S2和S4驅動信號之間的死區(qū)時間td(lag)<t24,即
    到t4時刻，原邊電流ip從下降到零，阻斷電容電壓vcb為最大值Vcbp。在這個開關模態(tài)中，可認為阻斷電容電壓vcb基本不變?yōu)閂cbp。

    6)開關模態(tài)5[t4,t5]在t4時刻，原邊電流由正方向過零，并且向負方向增加，流經S2和S4。由于原邊電流仍不足以提供負載電流，負載電流仍由兩個整流管提供回路，因此原邊繞組電壓仍然為零，加在漏感Lr和阻斷電容Cb的電壓是電源電壓Vin，原邊電流反向線性增加。

   
    到t5時刻，原邊電流達到副邊折算到原邊的負載電流-Ipo值，該開關模態(tài)結束。此時，整流管DR1關斷，DR2流過全部負載電流。開關模態(tài)5的持續(xù)時間為

   

    在這個開關模態(tài)中，也認為阻斷電容電壓vcb基本不變?yōu)閂cbp。
    7)開關模態(tài)6[t5,t6]從t5時刻開始，原邊向負載提供能量，同時給阻斷電容反向充電。輸出整流管DR1自然關斷，所有負載電流均流過DR2在這個開關模態(tài)中，有

   
    在t6時刻，關斷S3，開始另一個半周期[t6，t12]，其工作情況類似于前面描述的[t0,t6]。
    由以上分析知，阻斷電容電壓vcb最大值Vcbp近似為

l.3技術特點
    變壓器副邊串聯(lián)移相DC／DC全橋變換器的超前橋臂容易實現ZVS，滯后橋臂實現ZVS需要一個最小的負載電流來保證，基本實現軟開關，使開關損耗、電磁干擾小，特別是對于沖擊負載。副邊占空比的丟失明顯減小。能承受較大沖擊負載電流。功率開關管的數量多，有利于開關管散熱設計，以便控制機內溫升。

2 l000A直流穩(wěn)壓電源的設計
2.l主要技術指標
    主要技術指標是：額定輸入電壓為三相三線380(1±15％)V、50Hz，額定輸出直流電壓為28.5(1±15％)V，額定輸出電流為1000A，額定輸出功率為30 kW。

2.2 實驗結果
    圖3給出了移相l(xiāng)Oμs時，IGBl、的驅動電壓波形。工作周期約為40μs，驅動電壓正幅值為+15V、負幅值為一9V，死區(qū)時間約為2.3μS。

    圖4給出了輸出負載1000A時，輸出直流電壓的紋波。紋波主要頻率約為50kHz，高頻噪聲遠小于此頻率紋波，紋波的峰一峰值為1．3V。

    圖5給出了輸出負載l000A時，滯后臂的驅動電壓、CE極電壓和原邊電流的波形。滯后臂的開通、關斷是ZVS。
    圖6給出了輸出負載1000A時，超前臂的驅動電壓、CE極電壓和原邊電流的波形。超前臂的開通、關斷是ZVS。
    圖7給出了輸出負載500A時，主變的副邊和原邊電壓波形。副邊、原邊電壓的過沖較小。圖中原邊占空比約為0.7，副邊占空比丟失約為4μs而知原邊最大占空比為0.88，因此，能承受大的沖擊負載。

3 結語
    變壓器副邊串聯(lián)DC／DC全橋變換器的電路解決了占空比丟失嚴重和開關管電壓應力增大的問題，適用于大功率負載，特別適用于大功率沖擊負載。
    1000A直流穩(wěn)壓電源已經應用在飛機設計、試驗的過程中，其體積、重量明顯減小，電磁兼容性好，輸出電壓調整率低且無溫漂，能承受較大沖擊負載電流，特別適合作為起動電源。