隨著綠色電力運動勢頭不減，包括家電、照明和電動工具等應用，以至其他工業(yè)用設備都在盡可能地利用太陽能的優(yōu)點。為了有效地滿足這些產品的需求，電源設計師正通過最少數量的器件、高度可靠性和耐用性，以高效率把太陽能源轉換成所需的交流或者直流電壓。

要為這些應用以高效率生產所需的交流輸出電壓和電流，太陽能逆變器就需要控制、驅動器和輸出功率器件的正確組合。要達到這個目標，在這里展示了一個針對500W功率輸出進行優(yōu)化，并且擁有120V及60Hz頻率的單相正弦波的直流到交流逆變器設計。在這個設計中，有一個DC/DC電壓轉換器連接到光伏電池板，為這個功率轉換器提供200V直流輸入。不過在這里沒有提供太陽能電池板的詳細資料，因為那方面不是我們討論的重點。

現在，市場上有不同的高級功率開關，例如金屬氧化物半導體FET(MOSFET)，雙極型三極管(BJT)，以及絕綠柵雙極晶體管(IGBT)來轉換功率。然而，這個應用要達到最高的轉換效率和性能要求，就要選擇正確的功率晶體管。

多年來的調查和分析顯示，IGBT比其他功率晶體管有更多優(yōu)點，當中包括更高電流能力，利用電壓而非電流來進行柵極控制，以及能夠與一個超快速恢復二極管協同封裝來加快關斷速度。此外，工藝技術及器件結構的精細改進也使IGBT的開關性能得到相當的改善。其他優(yōu)點還包括更好的通態(tài)性能，以及擁有高度耐用性和寬安全工作區(qū)。在考慮這些質量之后，這種功率逆變器設計就會選用高電壓IGBT，作為功率開關的必然之選。

因為這個設計所實施的逆變器拓撲屬于全橋，所以有關的太陽能逆變器采用了4個高電壓IGBT，如圖1所示。在這個電路中，Q1和Q2晶體管被指定為高側IGBT，而Q3和Q4則為低側功率器件。為了要保持總功率耗損處于低水平，但功率轉換則擁有高效率，設計師要在這個DC/AC逆變器解決方案正確應用低側和高側IGBT組合。

圖1 采用4個IGBT的逆變器設計

溝道和平面IGBT
為了要同時把諧波和功率損耗降到最低，逆變器的高側IGBT利用了脈寬調制(PWM)，同時低側功率器件就用60Hz進行變化。通過把PWM頻率定在20kHz或以上操作，高側IGBT有50/60Hz調制，輸出電感器L1和L2便可以保持實際可行的較少尺寸，提供有效的諧波濾波。再者，逆變器的可聽聲也可以降到最低，因為開關頻率已經高于人類的聽覺范圍。

我們研究過采用不同IGBT組合的各種開關技術后，認定能夠實現最低功率耗損和最高逆變器性能的最好組合，是高側晶體管利用超高速溝道IGBT，而低側部分就采用標準速度的平面器件。與快速和標準速度平面器件比較，開關頻率在20kHz的超高速溝道IGBT提供最低的總通態(tài)和開關功率損耗組合。高側晶體管的開關頻率為20kHz的另外一個優(yōu)點，是輸出電感器有合理的小尺寸，同時也容易進行濾波。在低側方面，我們把標準速度平面IGBT的開關頻率定在60Hz，使功率損耗可以保持在最低的水平。

圖2 全橋功率逆變器電路

當我們細看高電壓(600V)超高速溝道IGBT的開關性能，便會知道這些器件為20kHz的開關頻率進行了優(yōu)化。這使設計在相關的頻率下能夠保持最少的開關損耗，包括集電極到發(fā)射極的飽和電壓Vce(on)及總開關能量ETS。結果，總通態(tài)和開關功率損耗便可以維持在最低的水平。根據這一點，我們選擇了超高速溝道IGBT，例如，IRGB4062DPBF作為高側功率器件。這種超高速構道IGBT與一個超高速軟恢復二極管采用協同封裝，進一步確保低開關耗損。

此外，這些IGBT不用要求短路額定值，因為當逆變器的輸出出現短路時，輸出電感器L1和L2會限制電流di/dt，從而給予控制器足夠的時間做出適當的回應。還有，與同樣尺寸的非短路額定IGBT比較，短路額定IGBT提供更高的Vce(on)和ETS。由于擁有更高的Vce(on)和ETS，短路額定IGBT會帶來更高的功率損耗，使功率逆變器的效率降低。

再者，超高速溝道IGBT也提供方形反向偏壓工作區(qū)、最高175℃結溫，還可承受4倍的額定電流。為了要顯示它們的耐用性，這些功率器件也經過100%鉗位電感負載測試。

與高側不同，通態(tài)耗損支配了低側IGBT。因為低側晶體管的工作頻率只有60Hz，開關損耗對這些器件來說微不足道。標準速度平面IGBT是特別為低頻率和較低通態(tài)耗損而設計。所以，隨著低側器件于60Hz進行開關，這些IGBT要通過采用標準速度平面IGBT來達到的最低功率耗損水平。因為這些器件的開關損耗非常少，標準速度平面IGBT的總耗散并沒有受到其開關耗損所影響?；谶@些考慮，標準速度IGBT IRG4BC20SD因此成為低功率器件的最好選擇。一個第四代IGBT與超高速軟恢復反向并聯二極管協同封裝，并且為最低飽和電壓和低工作頻率(<1kHz)進行優(yōu)化。在10A下的典型Vce(on)為1.4V。針對低正向降壓及反向漏電流，跨越低側IGBT的協同封裝二極管已經優(yōu)化了，以在續(xù)流和反向恢復期間把損耗降到最低。

逆變器效率
圖2展示了系統層面的全橋功率逆變器電路。就如圖中所示，H橋的每一支管腳由高電流、高速柵極驅動器IC，以及獨立低和高側參考輸出通道所驅動。驅動器IRS2106SPBF的浮動通道容許自舉電源為高側功率電器件工作。因此，它免除了高側驅動對隔離式電源的需求。這有助整體系統去改善逆變器的效率和減少零件數目。當電流續(xù)流到低側IGBT協同封裝二極管，這些驅動器的自舉電容器會在每個開關周期(50μs)更新。

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由于高側Q1和Q2協同封裝二極管并不受續(xù)流電流影響，同時低側Q3及Q4擁有主要的通態(tài)耗損和非常少的開關耗損，整體系統損耗獲得最小化，而系統效率就得到最大化。此外，因為在任何時間，開關都在對角器件配對Q1和Q4，或者Q2和Q3上進行，所以排除了直通的可能性。同時，每個輸出驅動器IC具備高脈沖電流緩沖級以最小化驅動器的直通。這個逆變器的另一個突出功能，是它以單一直流母線供電運作。因此，排除了負直流母線的需求。簡單點來說，針對整體逆變器，以上這些安排全部都可以轉化為更高的效率和更少的零件數目。更少的零件也表示設計可以占更少的空間，以及擁有更簡短的物料清單。

圖3 電容器充電波形

在這個逆變器設計中，+20V電源首先用來推動微型處理器，并且管理不同的電路。有關代碼的實現，這個逆變器解決方案中采用的8位微型控制器PIC18F1320會為IGBT驅動器產生信號，由此最終提供用來驅動IGBT的信號。以專用先進高電壓IC工藝過程 (G5 HVIC)以及鎖存免疫CMOS技術的柵極驅動器集成高電壓轉換和終端技術，使驅動器能夠從微型控制器的低電壓輸入產生適當的柵極驅動信號。有關的邏輯輸入與標準CMOS或LSTTL輸出相容，邏輯電壓可低至3.3V。

超高速二極管D1和D2提供路徑來把電容器C2及C3充電，并且確保高側驅動器獲得正確的動力。圖3描繪出相關的輸出波形。如圖所示，在正輸出半周期內，高側IGBT Q1經過正弦PWM調制，但低側Q4就保持開通狀況。同樣地，在負輸出半周期內，高側Q2經過正弦PWM調制，而低側Q3則保持開通狀況。這種開關技術在輸出LC濾波器之后，于電容器C4的兩端提供60Hz交流正弦波。

逆變器是為500W的輸出而設計，測量所得的交流輸出功率是480.1W，功率損耗則是14.4W。在60Hz的頻率下，交流輸出電壓有117.8V，輸出電流是4.074A。這個配置獲得97.09%的效率。利用相似的配置，將逆變器改為針對200W輸出，然后再重新測量轉換效率。結果顯示，在這個負載下，交流功率為214W，功率耗損有6.0W，而在1.721A的輸出電流下，60Hz輸出電壓為124.6V。在這個功率額定值下，所得的轉換效率為97.28%。即使在較低一端的輸出功率(100W)，我們也看到相似的效率性能。

簡單來說，通過把適當的高電壓驅動器與優(yōu)化了的低側和高側高電壓IGBT結合，我們在這里提到的太陽能逆變器設計，能夠在100～500W的功率輸出范圍內持續(xù)提供高轉換效率性能。由于轉換效率非常高，所以有關的低功率損耗并不會帶來任何溫度管理挑戰(zhàn)。因此，在最高500W的輸出功率下，高側IGBT (IRGB4062DPBF) 的結溫大約80℃，比最高的特定結溫175℃要低于一半。同樣地，在一樣的功率水平下，低側IGBT (IRG4BC20SD-PBF)顯示83℃的結溫。同時，當輸出功率達到200W左右，溫度還會變得更低。