直驅(qū)型風力發(fā)電系統(tǒng)是一種新型的風力發(fā)電系統(tǒng)，它采用風輪直接驅(qū)動多極低速永磁同步發(fā)電機發(fā)電， 通過功率變換電路將電能轉(zhuǎn)換后并入電網(wǎng)，省去了傳統(tǒng)雙饋式風力發(fā)電系統(tǒng)中的齒輪箱，系統(tǒng)效率大為提高，有效抑制了噪聲干擾[1]。
　目前風力發(fā)電系統(tǒng)通常采用不控整流或二電平PWM整流電路，導致交流側(cè)電壓電流波形較差，功率因數(shù)不高，尤其對于交流側(cè)發(fā)電機的穩(wěn)定正常運行極為不利。因此，本文介紹了采用雙PWM控制，機側(cè)和網(wǎng)側(cè)都采用雙閉環(huán)的控制策略，并對內(nèi)環(huán)和外環(huán)的PI控制器進行設(shè)計，通過ITAE尋找最優(yōu)的比例系數(shù)和積分系數(shù)，使得系統(tǒng)達到很好的解耦效果，實現(xiàn)了高功率因數(shù)傳遞。
1 直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)電壓源型基本結(jié)構(gòu)
    電壓源型的永磁電機直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)的電路拓撲結(jié)構(gòu)[2]，采用大功率的電力電子器件絕緣雙極型晶體管(IGBT)，是一種結(jié)合大功率晶體管及功率場效應(yīng)晶體管兩者特點的復合型電力電子器件，既具有工作速度快，驅(qū)動功率小的優(yōu)點，又兼有大功率晶體管的電流大，導通壓降低的優(yōu)點。因此在系統(tǒng)中采用基于IGBT的整流器和逆變器，其拓撲結(jié)構(gòu)為普通的三相橋式結(jié)構(gòu)。直流環(huán)節(jié)并聯(lián)大電容，可維持電壓恒定。電網(wǎng)側(cè)串聯(lián)電感可用于濾波。通過系統(tǒng)的控制，將永磁電機發(fā)出的變頻變幅值電壓轉(zhuǎn)化為可用的恒頻電壓，達到了俘獲最大風能的目的。

    從式(5)可以看出kP、Ki的確定非常重要。因此PI控制器的參數(shù)采用最優(yōu)控制器設(shè)計程序來選擇控制器參數(shù)。該程序可以用OCD同時設(shè)計串級控制器的內(nèi)環(huán)和外環(huán)，在Simulink中建立仿真模型，在該模型中定義內(nèi)環(huán)的兩個參數(shù)和外環(huán)的兩個參數(shù)，并定義了誤差的ITAE指標。啟動OCD，在編輯框中寫入四個參數(shù)，在時間欄寫入終止時間2，然后生成目標函數(shù)Matlab文件，點擊優(yōu)化按鈕，則可以得出ITAE最優(yōu)化設(shè)計參數(shù)：機側(cè)的內(nèi)環(huán)ITAE最優(yōu)設(shè)計參數(shù)為Kp=1.007 9，Ki=3.962 7，外環(huán)為Kp=0.863 52，Ki=0.471 6。網(wǎng)側(cè)的內(nèi)環(huán)ITAE最優(yōu)設(shè)計參數(shù)為Kp=10.848 9，Ki=0.959 1。外環(huán)為Kp=0.363 6，Ki=0.004 2，這樣即使是控制大時間延遲系統(tǒng)，也可以得到較好的效果。
3 機側(cè)和網(wǎng)側(cè)的控制策略
　風力發(fā)電系統(tǒng)采用雙PWM變流器形式的控制器，它由網(wǎng)側(cè)變流器和機側(cè)變流器組成[6]。機側(cè)采用速度外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略；而網(wǎng)側(cè)采用直流電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。
3.1 機側(cè)PWM的控制策略
　根據(jù)永磁電機的矢量控制原理，通過轉(zhuǎn)子磁場定向控制，將定子電流的合成矢量定向在永磁同步電機dq坐標系下的q軸上，使得id=0，從而實現(xiàn)發(fā)電機的有效控制。其中速度外環(huán)的參考轉(zhuǎn)速ω*由最大功率追蹤算法(MPPT)給出，根據(jù)發(fā)電機實際轉(zhuǎn)速和輸出有功功率變化得出一個最優(yōu)ω*，與實際電機轉(zhuǎn)速相比較，經(jīng)過比例積分調(diào)節(jié)器得到有功電流的參考值i*q，無功參考電流i*d設(shè)為零，發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩Te為：
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3.2 網(wǎng)側(cè)控制策略
　對電網(wǎng)的控制目標有兩個：(1)保持恒定的直流電壓；(2)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。為了實現(xiàn)上述控制目標，網(wǎng)側(cè)控制策略為外環(huán)直流電壓和無功電流iq的給定值，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。網(wǎng)側(cè)輸入有功功率和無功功率分別為：

　各電流、電壓的輸出值與指令值作差，通過PI調(diào)節(jié)后，在經(jīng)過旋轉(zhuǎn)地兩相坐標變成靜止的兩相坐標，進入SVPWM形成各自的PWM控制信號。由于采用了SVPWM提高了直流電壓的利用率。
4 仿真和實驗結(jié)果
　利用前述的電壓型背靠背變流器的數(shù)學模型和機側(cè)、網(wǎng)側(cè)的控制策略，很容易建立仿真模型，仿真模塊主要有風力機和主回路負載模塊、機側(cè)變流器控制模塊、網(wǎng)側(cè)變流器控制模塊、電壓電流采樣模塊、坐標變換模塊、電壓電流PI調(diào)節(jié)模塊和PWM波發(fā)生模塊。
　在交直交變頻器運行時，由于給定直流母線電壓為400 V，從圖2可以看出，在風速變化時，電壓都基本上能較好地穩(wěn)定在400 V，保持了直流連接電壓為恒定值。由于采用了直流電壓PI調(diào)節(jié)，克服負載擾動，實現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)無靜差，系統(tǒng)響應(yīng)速度快。圖3為機側(cè)三相交流電流波形，機側(cè)三相交流電流基本上是正弦波。圖4為機側(cè)dq軸電流波形，可以看出機側(cè)id基本維持在零附近，從而驗證了id=0的控制策略，而iq隨指令值的變化而變化。圖5為網(wǎng)側(cè)dq軸電流波形，網(wǎng)側(cè)iq基本為零，從而驗證了iq=0的控制策略，而id隨指令值的變化而變化。圖6為網(wǎng)側(cè)a相電壓電流波形，可以看出電壓與電流頻率為50 Hz，與電網(wǎng)頻率完全同步，且它們的相位正好相差180°，且電流為正弦波形，由此可以得出系統(tǒng)向電網(wǎng)輸送功率，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

　在仿真研究的基礎(chǔ)上，對系統(tǒng)的控制進行了實驗驗證。發(fā)電機三相交流電源經(jīng)濾波電感送到整流器的三相橋臂，整流器的直流輸出就是逆變器的直流側(cè)輸入電源，逆變器的交流側(cè)直接接入電網(wǎng)，光電編碼器實時檢測永磁同步電機的轉(zhuǎn)速。整流器和逆變器分別由DSP芯片TMS320F2S12(1)與TMS320F2812(2)控制，電壓、電流傳感器測出所需各部分的電壓、電流值，送入DSP芯片，實現(xiàn)系統(tǒng)的控制策略。用兩臺上位機分別與兩塊DSP芯片進行通信，主要控制系統(tǒng)的啟、停、監(jiān)控，負責實時數(shù)據(jù)的接收、顯示等任務(wù)，它是人機交互的中介。
　采用主電路和控制策略進行實驗，實驗參數(shù)設(shè)置如下：直流電容C為470×10-6 F，直流母線電壓參考值設(shè)置為400 V，網(wǎng)側(cè)電感L0=4．8×10-3 H，電阻R0=0．5 ?贅，機側(cè)電感L=0.6×10-6 H。三相交流輸入電壓為100 V，采樣頻率f=2.5 kHz，由此得出的直流母線實驗波形和仿真的直流母線電壓的波形一致。而電網(wǎng)側(cè)a相電壓與逆變器a相電流波形也一致，都是反相，這就證明了系統(tǒng)運行單位功率因數(shù)，通過諧波電流分析電流THD為4.1%。
　本文采用電壓源型背靠背變流器結(jié)構(gòu)，仿真和實驗結(jié)果表明，采用雙PWM控制策略和優(yōu)化的PI參數(shù)能夠很好地控制網(wǎng)側(cè)和機側(cè)電流，同時有效地控制直流母線電壓，使得輸出電壓紋波小、響應(yīng)速度快。實驗也表明控制策略和控制電路正確有效，能實現(xiàn)能量的雙向傳遞，因此可運用于兆瓦級變頻器的變流器控制研究。
參考文獻
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[6] 李建林，許洪華.風力發(fā)電中的電力電子變流技術(shù)[M].北京：機械工業(yè)出版社，2008.