1 引言

隨著技術的發(fā)展，電腦CPU的工作頻率越來越高，其信息處理能力及各方面功能越來越強，這樣就要求為之供電的適配器功率相應較大。目前DELL等公司已為其生產銷售的移動PC、筆記本電腦，向電源生產商提出了150W甚至200W適配器的供貨要求。對于如此大功率適配器，從安全角度考慮，要求適配器的密封性能要好;為便于攜帶，同時又希望適配器的體積小。但這些要求卻不利于適配器的散熱(由于損耗所產生的熱量)，為此必須采用高效率、低損耗的解決方法。

針對下一代大功率筆記本電腦適配器，本文提出了一種高效率的拓撲結構，并分析研究了其電路工作原理，最后給出了電路參數(shù)的選取方法和實驗結果。

2 工作原理

筆記本電腦適配器是一種高質量直流輸出電源，一般要求它具有寬的交流輸入電壓范圍:90V~264V，并且能夠適應輸入電壓頻率的波動： 47Hz~63Hz。對于輸入功率大于75瓦的適配器，還要求其輸入電流諧波滿足IEC-1000-3-2 Class D標準，為此適配器須有功率因數(shù)校正(PFC)功能。

本文介紹的大功率150瓦筆記本電腦適配器，其輸出電壓：直流12V;電壓調整率： £ ±5%;額定輸出電流：12.5A。為滿足高功率密度及低成本等要求，經綜合考慮，該適配器采用兩級電路架構，如圖1所示。前級PFC是升壓Boost變換器結構，采用電流臨界斷續(xù)模式(DCMB )控制;后級直流變換DC/DC部分采用雙管正激變換器并對二次側實行同步整流。

圖1　適配器的電路結構

2.1 功率因數(shù)校正(PFC)電路

由圖1可知，交流輸入電壓Vi經整流橋CR1、輸入濾波器L1、C1后，通過電感L2、開關S1、二極管D1組成的Boost 電路變換為直流母線輸出電壓VB。

圖2 PFC電流臨界斷續(xù)模式控制原理時序

PFC工作原理時序[1]，如圖2所示。PFC輸出電壓VB的反饋信號與PFC控制芯片(如ST公司L6561)內部基準信號比較后，產生一電壓誤差信號;在誤差放大器的帶寬足夠低時(如20Hz以下)，該電壓誤差信號就是一個直流量;此信號和輸入整流電壓相乘后，得到PFC電感峰值電流基準信號(見圖 2)。開關S1開通后，PFC電感電流iL2線形上升，達到峰值電流基準時，S1關斷;隨后iL2通過二極管D1續(xù)流，同時向電容C2充電，在電壓VB的壓迫下，iL2線形下降;當PFC控制芯片檢測到電感電流iL2為零時，開關S1將再次開通，開始下一個開關周期。電感電流iL2經輸入濾波器L1、C1 濾波，得到連續(xù)光滑的正弦輸入電流，即圖2中所示的平均電流，其值為PFC電感峰值電流基準的一半。

由于開關S1是在電流iL2為零時開通的，故開關S1是零電流開通(ZCS),因此PFC的開關損耗大為減少;另外由于S1開通時，二極管D1的電流已經為零，所以D1的反向恢復問題也得到解決，由反向恢復引起的損耗將不存在， D1用普通的二極管即可。因控制簡單，PFC可采用低成本的控制芯片。

由上分析可知，電流臨界斷續(xù)模式控制的 PFC不僅變換效率高，而且還具有控制簡單、成本低等優(yōu)點。

2.2 雙管正激DC/DC直流變換電路

為將較高的直流母線電壓VB(約390V)變換成較低的適配器輸出電壓Vo(12V)，DC/DC部分采用了雙管正激直流變換器，它由開關管S2、 S3、續(xù)流二極管D2、D3、變壓器Tr、同步整流管S4、同步續(xù)流管S5、輸出濾波器Lo、Co構成(參看圖1)。變壓器的作用是實現(xiàn)原、副邊隔離及輸入、輸出電壓匹配。

圖3 雙管正激直流變換器控制原理時序

雙管正激直流變換器的控制原理時序，見圖3所示(以濾波電感電流iLo連續(xù)為例)。為分析方便，假定開關管S2、S3的漏源電容為零，這樣其漏源電壓就能夠瞬時變化。其中Vgs2、Vgs3分別是S2、S3的控制信號，兩者時序完全相同。

t0～t1：t0時刻，S2、S3同時開通，變壓器Tr原邊繞組EF的電壓為VB，即VEF=VB，則副邊電壓VGH=VB*N2/N1，輸出濾波電感 Lo中的電流iLo經電感Lo、電容Co(包括負載)、同步整流管S4、變壓器副邊繞組HG流通，電感Lo的前端電壓VG=VGH=VB*N2/N1。由于此時VG大于適配器輸出電壓Vo，故iLo從iLomin線形上升到iLomax。

t1～t2：t1時刻，S2、S3同時關斷，變壓器原邊繞組電流經二極管D2、D3續(xù)流，同時變壓器進行磁復位，此時VEF=-VB，副邊電壓VGH=-VB*N2/N1，S2、S3的漏源電壓VDS2= VDS3=VB;iLo經電感Lo、電容Co(包括負載)、同步續(xù)流管S5流通，Lo的前端電壓VG=0。由于VG小于輸出電壓Vo，故iLo從 iLomax線形下降。

t2～t3：t2時刻，變壓器原邊繞組電流續(xù)流完畢且磁復位結束，S2、S3仍然關斷，此時VEF=0，原邊電壓由開關S2、S3分擔，即VDS2=VDS3=VB/2(假定S2、S3型號相同)，這樣開關S2、S3在下一次開通時的損耗就大大降低了。副邊電壓VGH= 0，iLo經電感Lo、電容Co(包括負載)、同步續(xù)流管S5流通。t3時刻，iLo線形下降至iLomin后，S2、S3同時開通，開始下一個開關周期。

為提高效率，用開關管S4、S5代替二極管以減低二次側的導通損耗。同步整流管S4的導通時間和開關S2、S3的導通時間同步，同步續(xù)流管S5的導通時間和開關S2、S3的關斷時間同步。為保證變壓器可靠復位，雙管正激直流變換器的最大占空比應小于0.5。[!--empirenews.page--]

3 參數(shù)選擇和試驗結果

3.1 參數(shù)選擇

本文研制的150瓦筆記本電腦適配器，其中PFC控制芯片采用ST公司生產的L6561，其價格較低，外圍控制電路所用元器件少;設定PFC的輸出電壓VB=390V(略大于最大輸入電壓的幅值);PFC其他器件參數(shù)如下：

共模濾波電感(圖1中未畫出)：LFZ2805V08;

差模濾波電感L1：73uH;PFC Boost電感L2：165uH;

全波整流橋CR1：RBV-406;二極管D1：8ETH06;

開關管S1：ST公司STP12NM50FP，12A/500V，Rds=0.30W(Typ);

輸入濾波電容C1：1uF/400V;直流母線輸出濾波電容C2：100uF/400V。

雙管正激直流變換器的控制芯片采用價格便宜的UC3845;考慮到負載動態(tài)響應要求及輸出阻抗，設定滿載時占空比為0.38;變壓器原、副邊匝比為N1:N2=56:5，選用philips公司生產的鐵芯EFD30-3F3;其他器件參數(shù)如下：

原邊開關管S2、S3：STP12NM50FP;續(xù)流二極管D2、D3：MUR160;

副邊開關管S4、S5：Fairchild公司FDP038AN06A0, 3.8mW/80A/60V;

輸出濾波電容Co：Rubycon ZL series，1500uF/16V;

輸出濾波電感Lo：20uH;開關頻率：180k Hz。

3.2 試驗結果

圖4為Vi=90V時PFC滿載輸入電壓及輸入電流試驗波形，可以看出輸入電流波形的正弦性好，經測定功率因數(shù)PF值大于0.99;圖5為雙管正激直流變換器輸出濾波電感前端電壓VG、原邊下管S3漏源電壓VDS3的試驗波形，由圖可知在原邊開關管S2、S3開通前，S3的漏源電壓VDS3=VB/2。由于S2、S3的漏源電容實際不為零，VDS3(以及VDS2)從VB下降到VB/2是通過其漏源電容和變壓器激磁電感諧振來完成的，故VDS3下降(從 VB到VB/2)需要一定的時間，并具有一定的斜率。

圖4　PFC滿載90V時輸入電壓、輸入電流試驗波形圖5　DC/DC輸出電感前端電壓、原邊下管漏源電壓試驗波形

圖6為PFC在不同輸入電壓下的滿載效率曲線(不包括控制損耗)，該效率隨輸入電壓的升高而升高，在90V時最低，但也高達95.08%;圖7為 DC/DC變換器在不同輸出負載時的效率曲線(不包括控制損耗)，其150W滿載時效率高達96.04%;圖8為不同輸入電壓下適配器的滿載效率曲線(包括控制損耗)，滿載時適配器的整體效率超過90.80%，該效率曲線的特點也是隨輸入電壓的升高而升高，在230V時可高達93.57%。

圖6 不同輸入電壓下PFC滿載效率曲線

圖7　DC/DC不同輸出負載時的效率曲線

圖8 不同輸入電壓下適配器的滿載效率曲線

4 結論

本文研制的150瓦筆記本電腦適配器具有兩級電路拓撲結構，前級PFC采用電流臨界斷續(xù)模式控制，后級DC/DC部分采用雙管正激變換器。PFC和 DC/DC各自獨立，控制電路簡單，成本相對低廉。適配器的整體效率高，滿載時超過90.80%。實驗結果表明該適配器具有高效率、高功率因數(shù)、及低成本等優(yōu)點。